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Sonntag, 11. Februar 2018, 13:26

Impedanzmessung per Soundkarte

Hallo,

bei der Diskussion um Bias-Einstellung per Schnittstelle nebenan spielt die Messung der Impedanz Z(ω) eines Aufnahmekopfs eine wesentliche Rolle. Um dort nicht ganz weit vom Thema abzukommen, hier ein neuer Thread dazu:

Schon vor eine Weile hat Kai vorgeschlagen, mit der Soundkarte die Impedanzen (in diesem Fall von Wiedergabeköpfen im Audiobereich) zu messen. Das Prinzip dazu ist einfach:



Hier ist L_WK die zu messende Induktivität eines Wiedergabekopfes, und R ein bekannter Messwiderstand, der etwa in der gleich Größenordnung liegen sollte. Das Testsignal wird direkt an einem der Eingänge (hier Line in 2) als U₂ wieder gemessen. Am anderen Eingang misst man die Spannung U₁ über dem Widerstand R, aus der man dann den Strom durch das Messobjekt und auch den Betrag Impedanz Z ausrechnen kann. Das sollte so gehen:

Quellcode

1
2
3
4
I = U₁ / R
|Z| + R  = U₂ / I = R * U₂ / U₁

|Z| = R * (U₂ / U₁ - 1)


Aus diesen Bauteilen...



... lässt sich schnell dieser Testaufbau zusammenlöten:



Der Messwiderstand hat ziemlich genau 3 kΩ - beim einen Multimeter sind es 3.01 kΩ, beim anderen 3001 Ω.

Als Testsignal dient ein Sinus-Sweep mit logarithmisch ansteigender Frequenz. Zur Messung wird das Signal (in meinem Fall mit Hilfe von Audacity) ausgegeben und gleichzeitig als U₁ und U₂ wieder aufgezeichnet. Dabei müssen natürlich beide Kanäle genau gleich empfindlich sein - was man mit den Reglern alleine schlecht hinbekommt. Deswegen habe ich zunächst mit einer Drahtbrücke als Testobjekt (mit quasi Widerstand Null) einen Kalibrierungslauf durchgeführt und die geringe verbleibende Asymmetrie zwischen den Kanälen schlicht wegmultipliziert.

Ohne weitere Überlegungen zu Präzision und systematischen Fehlern habe ich dann mal ein paar Messungen gemacht. Zunächst einige Kondensatoren:



Ihre Kapazität habe ich vorher mit meine Tischmultimeter (UT803) ausgemessen, und ihre theoreitsche Impedanz jeweils als Gerade eingezeichnet. Man sieht schnell: Je größer die Kapazität, desto weiter weicht die Messung vom Ideal ab, und zwar "immer früher" in der Frequenz. Hm.

Als Induktivität kam mir zunächst ein Wippmagnet aus dem Orgelbau in die Finger - eine dicke Spule, die normalerweise an 12V mit Gleichstrom versorgt wird, einen Anker anzieht und ein Ventil in der Windlade öffnet:



Hier sollte die Impedanz mit der Frequenz ansteigen - was sie auch tut:



Also, schnell ein paar Testobjekte gesucht und angeklemmt - im ersten Bild verschiedene Kombi- und Aufnahmeköpfe, im zweiten zwei verschiedene Löschköpfe:



So weit - so gut. Aber:

Bis hierher nehme ich eine ideale Soundkarte mit Ausgangsimpedanz Null und Eingangsimpedanz unendlich an. Das ist sicher so nicht richtig - damit mache ich sicher systematisch einen größeren Fehler, weil ja parallel zum Messwiderstand R noch eine unbekannte Eingangsimpedanz liegt.

Wie kann ich die denn am besten rauskorrigieren? Irgendwie extern messen?

So sieht jedenfalls die Messung mit Drahtbrücke aus:



Im unteren Bereich sicher verschmerzbar, aber der Anstieg be hohen Frequenzen ist nicht so schön...

Außerdem: Bei welchen Pegeln sollten die Fehler minimal werden?

Ich habe - wie auf dem Bild oben zu sehen - den Kopfhörerausgang verwendet. Der liefert seinem Zweck gemäß sicher genug Strom für manchen Kopfhörer, und hat einen bequemen Pegelregler. Bei den Messungen oben war er "auf 9 Uhr" nur wenig aufgedreht. Gleiches gilt für die Mikrofoneingänge - sie waren auf "etwa halb 9", in "LINE/INST" auf Line, "PAD" nicht aktiviert.

Bei allen oben gezeigten Messungen mit diesen Einstellungen war das digitale Signal von U₂ bei etwa -25 dB. Ich habe zum Schluss noch sowohl das Messignal am Kopfhörerausgang als auch die Empfindlichkeit der Eingänge noch etwas aufgedreht, um zu sehen, was der Einfluss auf die Mesung ist:



Leider nicht zu vernachlässigen. Kann mir jemand von Euch beim Nachdenken helfen, wie ich mit diesen Systematiken am besten umgehe?

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 11. Februar 2018, 15:27

Hallo Andreas,

dein Quellcode enthält einen beliebten Fehler:
Die Spannungen am Mess-Widerstand R und am DUT addieren sich vektoriell bzw entsprechend ihrer relativen Phasenlage.
Richtig wäre U1/U2= R/(Z+R) bzw |U1/U2| = R/|Z+R|
Das Dumme ist nur, daß man zur Auswertung der Betrags-Gleichung die Phase bzw den Realteil von Z braucht.
Es ist daher taktisch günstiger, R und DUT zu vertauschen, also DUT unten an Masse, R oben darüber.
I kriegst du dann aus I=(U2-U1)/R und |U1| ist dann = I*|Z|,
Den Ausgangs-Widerstand der Soundkarte und deren Eingangs-Widerstände berücksichtigst du, indem du sie mal in die Skizze mit einzeichnest. Dann brauchst du nur noch die Übertragungsfunktion von (2) nach (1) ohne weiteres Grübeln ausrechnen :D .

Um weiteren "Schweinereien" der realen Welt auf die Schliche zu kommen, solltest du wohl erst mal ein paar gut bekannte Metallschicht-Widerstände von tiefsten Frequenzen bis zu der maxmal möglichen ausmessen.
Bei tiefen Freqs könnten sich eventuell noch Serien-Cs des Soundkarten-Ausgangs bemerkbar machen, natürlich insbesondere bei niedrigen Lastwiderständen. Bei hohen Frequenzen können Übersprechen und Frequenzgang stören. Manches läßt sich einkalibrieren.

MfG Kai

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Sonntag, 11. Februar 2018, 16:18

Hallo Kai,

dein Quellcode enthält einen beliebten Fehler:
Die Spannungen am Mess-Widerstand R und am DUT addieren sich vektoriell bzw entsprechend ihrer relativen Phasenlage.

:!: Danke. Das ist ja peinlich :whistling:...

Richtig wäre U1/U2= R/(Z+R) bzw |U1/U2| = R/|Z+R|
Das Dumme ist nur, daß man zur Auswertung der Betrags-Gleichung die Phase bzw den Realteil von Z braucht.

Die Phase zwischen den beiden Kanälen kann ich ja leicht bestimmen, wenn diese Fundstelle anwendbar ist - dann wäre nämlich einfach cos(φ) = L·R / sqrt(L·L * R·R), wie man es aus der Vektorrechnung ja auch annehmen würde.

Wenn ich noch rechnen kann (fraglich...), müsste ich damit ja auch für den bestehenden Aufbau auf eine richtige Lösung kommen. Ich versuche es mal.

Es ist daher taktisch günstiger, R und DUT zu vertauschen, also DUT unten an Masse, R oben darüber.

Hm, Lötkolben gegen Software-Änderung? Wenn ich nicht weiterkomme, mach ich das.

Den Ausgangs-Widerstand der Soundkarte und deren Eingangs-Widerstände berücksichtigst du, indem du sie mal in die Skizze mit einzeichnest. Dann brauchst du nur noch die Übertragungsfunktion von (2) nach (1) ohne weiteres Grübeln ausrechnen :D .

Ok, Skizze zuerst (noch ohne Vertauschung von R_mess und DUT), dass ich nicht von falschen Voraussetzung ausgehe:



Sind R_OUT, R_I1 und R_I2 nicht eigentlich auch komplex, so dass man wieder vektoriell rechnen muss?

Um weiteren "Schweinereien" der realen Welt auf die Schliche zu kommen

Ok, das klingt sinnvoll. Zuerst aber die Hausaufgaben oben...

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 11. Februar 2018, 17:06

In deiner neuen Skizze fehlt noch die Quelle.
Das Bild wäre richtig, wenn die Quelle eine Stromquelle wäre.
Wenn die aber eine Spannungsquelle ist, liegt deren Ausgangswiderstand in Serie.
Solange du aber auf die Lehrlaufspannung am internen Ausgang garnicht Bezug nimmst, ist das entbehrlich. Wenn du nur mit dem Verhältnis von U1/U2 rechnest, braucht dich das, was davor liegt, nicht ernstlich interessieren, es sei denn, durch sehr niederohmige Belastung bricht alles zusammen und U1/U2 wird zu Fast_Null1/Fast_Null2, wobei auch schon nix Brauchbares rauskommt.
Die Widerstände kann man in mittleren Frequenzbereichen als reell annehmen. Bei sehr tiefen und sehr hohen Frequenzen kann es anders werden.
Die Auswertung wird einfacher, wenn man zumindest für die Messung von U1 einen Vorverstärker mit sehr hohem (vernachlässigbarem) Eingangswiderstand verwendet, also einen FET-OP. Damit man über beide Kanäle den gleichen Phasengang bekommt, nimmt man dann für U2 auch einen.

MfG Kai

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Sonntag, 11. Februar 2018, 21:37

Hallo Kai,

ich stehe irgendwo noch auf dem Schlauch:

Die Spannungen am Mess-Widerstand R und am DUT addieren sich vektoriell bzw entsprechend ihrer relativen Phasenlage.
Richtig wäre U1/U2= R/(Z+R) bzw |U1/U2| = R/|Z+R|
Das Dumme ist nur, daß man zur Auswertung der Betrags-Gleichung die Phase bzw den Realteil von Z braucht.

Aus U₁/U₂ = R/(Z+R) (alles Vektoren, außer R) folgt ja weiterhin Z = R (U₂/U₁) - R, nur eben nicht für die Beträge. Jetzt müsste doch eigentlich alles gut werden, wenn ich mit U₁₂ = |U₁₂| e^i(ωt + φ₁₂) ansetze - und dabei gleich φ₂ = 0 definiere. Dann folgt doch U₂/U₁ = |U₂|/|U₁| e^-iφ₁, und somit auch

Z = R * (|U₂|/|U₁| e^-iφ₁ - 1)

Aber: Dann wäre ja der |Z| immernoch R * |U₂|/|U₁|?

Ok, jetzt sehe ich es auch, das war Unfug. Das Verhältnis |U₂|/|U₁| hat einen anderen Winkel als die -1. Oder eben einfach konsequent komplex zu Ende rechnen. Wenn ich mich nicht täusche, kommt dann raus:

|Z| = R * sqrt( (|U₂|/|U₁|)² - 2 |U₂|/|U₁| cos(φ₁) + 1)

Wenn das stimmt, könnte ich ja mal die gestern genommenen Messdaten neu auswerten.

Viele Grüße
Andreas

Edit: hatte ein |U₂|/|U₁| vor dem cos unterschlagen...
Edit2: Rechnung angehängt:
Edit3: In der Rechnung ab oben rechts U₂ mit U₁ vertauscht. Gut, dass ich heute keinen Lötkolben mehr in die Hand nehme :sleeping:

Dieser Beitrag wurde bereits 3 mal editiert, zuletzt von »andreas42« (11. Februar 2018, 22:16) aus folgendem Grund: Rechnung angehängt


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Sonntag, 11. Februar 2018, 23:06

Hallo Andreas,

denk dran:
wenn Einstein nicht so viele Notizbücher und -Zettel hinterlassen hätte, würde man ihn für noch viel genialer halten, als er war.
Aber in denen kann man sehen, daß er viel rum-probiert und auch allerlei Fehler gemacht hat, bis er endlich das Gleichungssystem der ART zusammenhatte. Dabei ist ihm David Hilbert, dem er von dem Problem, an dem er arbeitete, erzählt hatte, sogar durch eleganten mathematischen Ansatz um ein paar Tage zuvorgekommen, hat ihm jedoch anständigerweise die Priorität gelassen.

MfG Kai

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Montag, 12. Februar 2018, 00:01

Nun noch was Ernstes:
Zur Abwechslung hab ich heute mal einen B77 WK 027 mit meinen alten Gerätschaften vermessen, so wie bereits für einen AK 022 und einen RdL Kopf im Thread "Bias-Einstellung per Schnittstelle" beschrieben.

Hier der Verlauf von |Z|, X und R im Frequenzbereich 20Hz-25 kHz:

Das Bild zeigt drei Messungen:
1. |Z| von 20 Hz - 2 kHz per Sweep
2. |Z| von 200 Hz - 25 kHz per Sweep
3. X, R & |Z| an den Markern aus Einzel-Frequenz-Messungen in Serien-Resonanz mit einer Reihe von Test-Kondensatoren
Genauer gesagt lag bei (2) parallel zur Spule noch ein Speise-Widerstand von 150 kOhm und der Eingangswiderstand eines PreAmps vom 1MOhm, bei (1) ein Speise-Widerstand von 10 kOhm.

Das untere Ende der blauen Kurve hat mangelnde Genauigkeit und ist durch die Werte der grünen Kurve zu ersetzen.
Der Gleichstrom-Widerstand beträgt 94.7 Ohm.
Es handelt sich hier um die untere Wicklung des 2-Spur-Kopfes.

Aus Frequenz, X & R kann man die Induktivitäten für das Serien- oder Parallel-Ersatzschaltbild berechnen:

In Blau die Serien-Induktivität. Der Punkt bei der tiefsten Frequenz ist unglaubwürdig. Der Wert sollte nicht kleiner sein als der nächste.
In rot ist ein zusätzlicher Meßpunkt bei der Parallel-Resonanz der Spule (ca. 88.3 kHz) eingetragen.
Die Spule wurde hierzu über 150 kOhm von einem Tongenerator gespeist und die Spannung beim Durchstimmen über einen 10:1 Tastkopf eines Oszillografen beobachtet. Die Resonanz-Frequenzbestimmung ist dadurch "naturgemäß" nicht sehr präzise. Die Kapazität des Kreises kann man dadurch bestimmen, daß man einen bekannten Kondensator ähnlicher Größe parallel legt. Aus der Änderung der REsonanz-Frequenz bekommt man (unter der vereinfachenden Annahme, die Induktivitöät sei nicht Frequenz-abhängig) das zuvor bereits vorhandene Kreis-C, das natürlich auch das des Tastkopfes beinhaltet. Aus dem C und fres kann man dann L(fres) berechnen. Aus dem Verhältnis der Spannung am Schwingkreis zur Speisespannung folgt der Parallel-Widerstand des Kreises.
Das ergab fres~88.3 kHz, L~89.7 mH, Cp~36.3 pF, Rp~60.5 kOhm (beinhaltet Speisewiderstand und Tastkopf).

Aus den Daten läßt sich die Spulen-Güte berechnen:


Die obere Spule hat nahezu den gleichen Gleichstrom-Widerstand aber eine etwas kleinere Induktivität. Da, wo die untere etwa 120 mH hat, zeigte die obere ~114 mH.

MfG Kai

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Montag, 12. Februar 2018, 12:39

Hier noch ein Impedanz-Modell für den WK 027:


In der rechten Grafik (basiert auf dem ersten Bildes des vorigen Beitrages) sind hier zusätzlich |Z| (dick schwarz gestrichelt) und R=Re(Z) (dick beige gestrichelt) des Modells eingezeichnet zum Vergleich mit dem Messdaten.
Die 4 L||R-Sektionen im links gezeigten Modell bilden die Frequenzabhängigkeiten von L(f) und R(f) nach.
Mit nur 2 oder 3 Sektionen war der Fit an die gemessenen R ("R2o") im Bereich 500 Hz- 3 kHz unbefriedigend.

MfG Kai

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Montag, 12. Februar 2018, 16:09

Hier die Daten eines Voll-Spur-Löschkopfes C302,
gemessen in Serien-Resonanz mit nacheinander 5 Kondensatoren von nominell 2.2 nF, 1 nF, 680 pF, 470 pF unf 350 pF.

Der Gleichstrom-Widerstand beträgt etwa 1.6 Ohm,
die Induktivität am oberen Ende des Audio-Bereiches bei 20...25 kHz etwa 1.49 ... 1.5 mH.



Der Verlust-Widerstand R steigt von ~87 kHz bis 216 kHz von 7 Ohm auf 28.6 Ohm an.
Die Induktivität ist recht konstant bei 1.5 ... 1.6 mH:


Die Güte ist verglichen mit den zuvor vermessenen AK 022 und WK 027 von Revox sehr hoch:


Bei 152.7 kHz liegt sie knapp unter 100, der Verlust-Widerstand bei etwa Rv=15.7 Ohm.
Bei Speisung des Serien-Kreises mit einer idealen Spannungsquelle würde man also fast 40 dB Spannungs-Überhöhung an der Spule bekommen.
Hat die Spannungsquelle einen endlichen Innenwiderstand Ri, reduziert sich die Güte um den Faktor Rv/(Rv+Ri), die Spannungs-Überhöhung ebenso.

MfG Kai

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Freitag, 16. Februar 2018, 21:29

Hallo,

Kai, vielen Dank für die Messergebnisse an den Köpfen - jetzt wissen wir nicht nur ihre Werte für weitere Basteleien, sondern sie können auch als Vergleichsobjekte dienen, wenn ich diese Messmethode hier zum Laufen gebracht habe.

Zu diesem Thema: Mit der oben motivierten Formel |Z| = R * sqrt( (|U₂|/|U₁|)² - 2 |U₂|/|U₁| cos(φ) + 1) habe ich die Messdaten aus dem ersten Post nochmal ausgewertet - sie sehen nun etwas plausibler aus, soweit man das ohne weitere Kalibrierung behaupten kann. Zumindest die Kondensatoren passen deutlich besser zu den theoretischen Geraden als vorher:



Ein Gefühl für die verbleibenden Ungenauigkeiten gibt die Messung mit der Drahtbrücke:



Denen (also den "Schweinereien der realen Welt") werde ich nun wohl wie vorgeschlagen nachgehen müssen: Den Einfluss der Eingangsimpedanzen der Soundkarte bestimmen und rausrechnen, und mit mehreren bekannten (reellen) Widerständen frequenzabhängig messen.

Die übrigen Plots findet Ihr im anhängenden PDF. Zu viel würde ich noch nicht darauf geben.

Viele Grüße
Andreas
»andreas42« hat folgende Datei angehängt:
  • lcr-sinphi.pdf (78,17 kB - 1 mal heruntergeladen - zuletzt: 18. Februar 2018, 07:18)

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Samstag, 17. Februar 2018, 00:23

Das in Beitrag #8 gezeigte Spulen-Modell aus den "klassischen Bauelementen" R, L & C führt zu einer rationalen Übertragungsfunktion und ist gut geeignet für die Verwendung in Schaltungssimulatoren wie SPICE. Ein mathematisches Modell unter Zulassung irrationaler Funktionen, das das Verhalten der komplexen Impedanz über der Frequenz (mindestens) ebenso gut nachbildet, kommt mit weniger Parametern aus. Statt der 4 parallelen L||R-Glieder, dem Gleichstromwiderstand Rdc und einer optionalen Parallelkapazität Cp (insgesamt 10 Parameter für WK 027) reichen drei für die eigentliche (Wirbelstrom-geschädigte) Induktivität, zusammen mit Rdc und Cp also 5:

Zw ist darin die innere Wirbelstrom-Spule ohne Gleichstrom-Widerstand und Streu-Kapazität. Sie wird mit drei Zeitkonstanten beschrieben. Das Produkt aus Rdc und tau1 entspricht der Niederfrequenz-Induktivität für f->0. Die Terme im Nenner bewirken die Abnahme der Induktivität mit steigender Frequenz und das zunehmene Auftreten des (Serien-) Verlustwiderstandes. Die Gesamt-Impedanz ergibt sich nach Berücksichtigung des in Serie liegenden Rdc und der parallel liegenden Kapazität Cp als Zg.

WK027 wird gut beschrieben durch : Rdc=94.7 Ohm, tau1=1.532e-3, tau2=2.003e-6, tau3=2.622e-6, Cp=29.8 pF
Cp kann dabei auch noch Kapazität benutzter Messgeräte enthalten.

Der im anderen Thread "Bias-Einstellung per Interface" früher vorgestellte AK022 läßt sich in gleicher Weise charakterisieren mit
AK022 : Rdc=14.3, tau1=0.5368e-3, tau2=1.707e-6, tau3=0.956e-6, Cp=18 pF . Cp kann auch hier...)

MfG Kai
PS.: Die "Wirbelstrom"-Induktivität von Bass-Lautsprechern kann oft schon durch ein Modell ohne tau3 ausreichend gut approximiert werden.

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Samstag, 17. Februar 2018, 10:45

Noch ein bischen "Manöverkritik" zu deiner Messanordnung:
Kritisch/Fehler-trächtig wird die Auswertung bei deiner Halb-Brücke für |Z|<<R, denn dann geht U1->U2 und kleine Fehler in U2-U1 wirken sich relativ stark aus wegen Z/R=(U2-U1)/U1.
Das wird besser bei dem bereits empfohlenen Vertauschen von Z & R: Dann ist U1<<U2 und Z/R=U1/(U2-U1). Da geht dann "fast nur" die Genauigkeit der U1-Bestimmung ein.
Genau anders herum ist es bei |Z|>>R: Dann wird deine bisherige Anordnung günstiger. I.A. sollte man R an die "mittlere Größe" von |Z| anpassen, bzw bei Messungen über sehr großen Frequenzbereich in Abschnitten mit angepaßten Rs messen. Einfache Merkregel: große Cs unten in eine Halbbrücke, große Ls oben in eine Halbbrücke.
Man darf auch nicht vergessen, vor Berechnung der Amplituden und relativen Phasen von U1 & U2 etwaige DC-Offsets zu entfernen. Ein DC-Offset wird sich bei einer Kondensatormessung bei hohen Frequenzen ähnlich wie ein mit der Frequenz zunehmendes Übersprechen störend bemerkbar machen.
Wenn möglich sollte man die Länge der Test-Vektoren (Anzahl der Samples) so wählen, daß sie eine ganzen Anzahl von Perioden der Testfrequenz enthalten. Andernfalls können größere Fehler bei der Amplituden- und Phasenbestimmung auftreten.

MfG Kai

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Samstag, 17. Februar 2018, 20:44

Interessantes Thema.

Vielleicht ist es für die Berechnungen ein wenig hilfreich, im Rahmen einer Tonkopfreparatur habe ich beim AK 022 Halbspur mit meinem kleinen Chinakästchen im Rahmen von Mess- und Serientoleranzen 7mH und 17Ohm gemessen je Kanal (2 Spulen jeweils in Reihe).
Gruß
André

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Sonntag, 18. Februar 2018, 00:15

Hallo Andre',

dann mißt der ChinaTester vermutlich bei 1 kHz oder etwas darunter, den bei 2kHz hatte ich schon kleineres L (6.9 ... 6.6 mH) und größeres R (20,5 Ohm) gesehen.
Das in Beitrag #11 angegeben mathematische Modell ergibt für tiefe Frequenzen L= Rdc*tau1 = 7.68 mH und 14.3 Ohm.

MfG Kai

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Sonntag, 18. Februar 2018, 00:54

Hallo,

Kai, André, danke für Eure Beiträge - ich muss sie mit klarem Kopf in den nächsten Tagen nochmal durchgehen, um mit der nötigen Sorgfalt zu antworten.

Inzwischen hatte ich einige Kombinationen von Potistellung am Kopfhörer-Ausgang, dem LINE/INST-Schalter und dem PAD an den Eingängen ausprobiert, und dann die verwendet, wo im Kurzschluss der scheinbare Widerstandsanstieg in der Höhe am geringsten ausfällt. Das war bei LINE ohne PAD der Fall, mit Kopfhörer-Poti auf 12 Uhr. Das widerspricht zwar meiner Erwartung, aber das ist ebenfalls ein Thema für einen anderen Tag.

Danach habe ich - wie oben diskutiert - mal einige Festwiderstände zum Test verwendet:



Man sieht gleich, dass im Vergleich zum Wert des Widerstands (vorher mit dem UT803 bestimmt) alle Ergebnisse hier etwas zu groß sind. Das hat sich auch schon oben beim Plot mit den Kondensatoren angedeutet. Was liegt näher, als sich "Soll und Ist" mal gegeneinander zu betrachten?



Eine Nullpunktsgerade mit Steigung ~115% beschreibt den Zusammenhang gut. Die naheliegendste Quelle dieses Fehlers wäre natürlich der Messwiderstand - von ihm hängt die gesamte Genauigkeit ab. Aber 15% zu groß gemessen? Das kommt mir doch zu viel vor :S

Zunächst kann ich also die Differenz einfach "wegmultiplizieren" - aber ganz wohl ist mir dabei noch nicht.

Neben Kais grundsätzlichen Bemerkungen stünde also die (zuerst rechnerische) Betrachtung der Quell- und Eingangswiderstände als nächster Schritt an. Zur qualitativen Betrachtung eines Impedanzverlaufs (ansteigend oder abfallend? In welcher Größenordnung?) reicht die Methode schonmal. Wie viel Genauigkeit ich einerseits brauche und andererseits realistisch erreichen kann, wird eine immer wichtigere Frage...

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 18. Februar 2018, 10:07

Der Grund wird sein, daß der Eingangswiderstand deines Interfaces nur etwa 7-mal so groß ist wie Rmess.
Der Strom durchs DUT ist dann ~1.15 mal größer als von dir mit U1/Rmess berücksichtigt. Deshalb scheint sein Widerstand 1.15 mal größer zu sein.

MfG Kai

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Sonntag, 25. Februar 2018, 11:19

Hallo Kai,

wegen Zeitknappheit komme ich gerade nicht substantiell voran - deshalb nur kurz:

Der Grund wird sein, daß der Eingangswiderstand deines Interfaces nur etwa 7-mal so groß ist wie Rmess.

:!: Das klingt vielversprechend. Umso wichtiger ist also der Schritt, die Eingangsimpedanzen sauber zu berücksichtigen. Bevor ich richtg dazu komme, zumindest schonmal zwei kleine Indikationen, dass Dein Hinweis wohl der richtige ist.

Erstens: Laut Anleitung ist die Einganzimpedanz entweder nur 3 kΩ (also gleich meinem Messwiderstand) oder 1 MΩ, wenn man die Schalter auf "INST" stellt.



Zweitens: Wenn ich also konsequenterweise mit INST messe, hat die Gerade nur noch eine Steigung von 1.02 statt vorher 1.15 - also 2% daneben statt 15%, was sich bestimmt durch die anderen Unsicherheiten erklären lässt.

Heute und nächstes Wochenende werde ich nicht mehr Zeit mit Tonband und Elektronik vebringen können - aber vergessen ist das Thema noch nicht. Eigentlich war es ja auch ein Exkurs von der Bias-Schnittstellen-Geschichte, die ich eigentlich zuerst abschließen will, bevor ich mich vollends verzettele. Ich bitte also um Geduld :whistling:

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 25. Februar 2018, 12:08

Hallo Andreas,

wenn der Eingangswiderstand des Interfaces genauso groß war wie der Meß-Widerstand und bei der Rechnung unberücksichtig blieb, hätte der vermeintliche Wert des vermessenen Widerstandes aber nicht nur 15% über dem richtigen Werte gelegen sondern wäre doppelt so groß erschienen.
Ich hoffe, das bereitet dir keine schlaflosen Nächte und daß deine Verhinderungsgründe erfreulicher Natur sind.

MfG Kai

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Sonntag, 25. Februar 2018, 18:10

Hallo Kai,

wenn der Eingangswiderstand des Interfaces genauso groß war wie der Meß-Widerstand und bei der Rechnung unberücksichtig blieb, hätte der vermeintliche Wert des vermessenen Widerstandes aber nicht nur 15% über dem richtigen Werte gelegen sondern wäre doppelt so groß erschienen.

ja, das ging mir auch durch den Kopf, nach der Argumentation oben sollten es ja eher 21 kΩ Eingangswiderstand sein. Gemessen habe ich ihn nicht, und ob der Anleitungsauszug tatsächlich Recht hat (und bei welcher Frequenz? Bei mir waren es 1 kHz), weiß ich auch nicht.

Ich hoffe, das bereitet dir keine schlaflosen Nächte und daß deine Verhinderungsgründe erfreulicher Natur sind.

Nein, ich kann noch gut schlafen :sleeping:. Der "einfach mal schnell messen"-Exkurs ist natürlich komplizierter, aber das hätte ich mir ja denken können.

Meine Verhinderungsgründe sind musikalischer Natur - voriges, dieses und nächstes Wochenende sind durch Probentage, Hauptprobe und Konzerte fast vollständig ausgebucht. Das ist natürlich an sich erfreulich - sonst würde ich es ja nicht mache, aber dadurch dauert natürlich alles hier etwas länger...

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 25. Februar 2018, 18:55

Der Eingangswiderstand ist doch schnell ausgeknobelt:
Geht sogar ohne Rechnen, wenn du eine gut sortierte Widerstandskiste hast:

1. Meßgerät an Generator anschließen, auf 100 % aussteuern

2. Widerstand zwischen Generator und Eingang klemmen und so aussuchen, daß nur noch 50% angezeigt werden.
Dann ist Re=R.

Für Leute, die die drei Grundrechenarten beherrschen, gibt es auch eine Formel, aus der man gleich beim ersten Widerstand aus einem hoffentlich erkennbaren Pegelabfall den Eingangswiderstand berechnen kann.

MfG Kai
Nachtrag: Mir dämmerte gerade, daß es wohl 4 Grundrechenarten gab, aber ich glaube, man kommt mit drei aus...