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31

Wednesday, January 10th 2018, 1:03am

Vielleicht mußt du erst noch eine Amateurfunk-Lizenz machen, wenn du mit 150 kHz oder bei einer der anderen Maschinen mit gar 200 kHz und Drähte von m-Länge und ein paar hundert Milli-Watt hantieren willst :D.

Die klassischen HEF4xxx Bausteine sind für 15V Betrieb gebaut, vertragen alle als Grenzwert 18V , einige wenige noch mehr.
Da gibt es den HEF4049 oder 4050 und andere geeignete. Von einem Hex-Buffer kannst du auch alle Ausgänge parallel legen, wenn du mehr Strom brauchst, als ein einzelner freiwillig rausrückt.
Für den Übergang von TTL-Logic auf CMOS-Logik gibt es Level-Translator.
Die meisten ICs dieser Art haben ein Eingangsschutznetzwerk bestehend aus Serien-Widerstand und dahinter Dioden nach Masse und Betriebsspannung gegen Über- und Unterspannung an den Eingängen. Wenn ich mich recht entsinne, liegt vor dem Widerstand auch noch eine Diode zur Betriebsspannung.
Wenn man davor noch einen externen Widerstand setzt, der bei allen vorkommenden Eingangsspannungen den Strom durch die Dioden auf wenige mA begrenzt, geht da nichts kaputt bei exzessiver Übersteuerung. Schmitt-Trigger, die aus garnicht übergroßen Sinusspannungen Rechteck erzeugen, gibt es auch. Die ICs sind schnell genug für diese Frequenzen. In einfachen Fällen mit sauberem Eingangssignal kann man einfache Inverter auch zum 30 dB (fast)Linear-Verstärker beschalten. Dann reichen 1...2...3 davon hintereinander auch als Rechteckformer.

Funktionsprinzip Rechteck-getriebener LC-Tiefpass mit Spannungs-Überhöhung am Ausgang:
Stell dir einen Sinus-Generator vor, daran ein Serien-L, danach ein Serien-C nach Masse.
Wenn du den Generator auf die Resonanzfrequenz des LC-Kreises fließt dort ein großer Strom, der nur durch den Ausgangswiderstand des Generators und die Verlustwiderstände im L und C begrenzt wird. Dieser Strom erzeugt am Kondensator eine entsprechende Spannung Uc=Ug/Rs*1/(omega C). Dabei ist bei Resonananz omega=1/wurzel(L C). Folglich ist Uc= Ug*1/Rs*wurzel(L/C) = Ug * Q , mit Q= 1/Rs wurzel(L/C) . Q nennt man auch die Güte des Schwingkreises. Bei Q=10 kriegst du also die 10-fache Spannung raus. Bei Belastung wird's natürlich wieder etwas weniger (und die Güte kleiner).
Wenn du statt Sinus Rechteck drauf gibst, bleibst dabei, nur ist die Grundwellenkomponente im Rechteck größer als ein Sinus mit gleichen Scheitelspannungen und außerdem geistern da noch die ungeraden Oberwellen rum, bei denen der Kreis aber nicht in Resonanz ist. Die Spannungen der Oberwellen am C verlaufen entsprechend dem Verhalten eines Tiefpasses 2.ter Ordnung aus Rs-L-C oberhalb seiner Grenzfrequenz.

MfG Kai

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32

Thursday, January 11th 2018, 12:32am

Hallo Kai,

Vielleicht mußt du erst noch eine Amateurfunk-Lizenz machen, wenn du mit 150 kHz oder bei einer der anderen Maschinen mit gar 200 kHz und Drähte von m-Länge und ein paar hundert Milli-Watt hantieren willst :D.

;( Oje, nicht dass noch die Bundespost mit einem Messwägelchen vor meinem Fenster Position bezieht und mir das Tonbandgerät stilllegt...

An 200 kHz erinnere ich mich nicht - die B77 hat 150 kHz, die ASC 120 kHz, beim Variocord meine ich mich an 100 kHz zu erinnern.

Die klassischen HEF4xxx Bausteine sind für 15V Betrieb gebaut

Ja, ich hatte Deinen Hinweis oben auf HEF... schon wieder verdrängt.

Funktionsprinzip Rechteck-getriebener LC-Tiefpass mit Spannungs-Überhöhung am Ausgang:

Danke - ich glaube, das hat geholfen. Jetzt der Test: Dann müsste das Prinzip eigentlich genauso funktionieren, wenn ich den Buffer am Eingang nicht mit dem potenten (sin-förmigen) Oszillatorsignal, sondern einem schnöden Rechteck-Takt in geringer Spannung versorge - am Ausgang liefert er immernoch einen Rechteckpuls, den man dann "induktiv überhöhen" kann?

Wäre es dann denkbar, den ganzen Oszillator (auch für den Löschkopf?) so aufzubauen? Ein gemeinsamer Takt, je Kanal so ein Buffer, dahinter die LC-Resonanz, und fertig ist die Laube? Ganz ohne Trafo und Gegentaktendstufe? Das scheint mir fast zu einfach...

8-Relais-Arduino-Erweiterungskarte

Das Ding ist nicht wie angekündigt heute hier eingetroffen. Einen Fortschritt gibt es aber: Ich habe erfreut festgestellt, dass mein Aufnahmerechner ja noch einen waschechten Parallelport besitzt - somit ist das Ausgeben von 8 Bit in Python zur Ansteuerung von 8 Relais geradezu trivial einfach, wie ich vorhin ausprobieren (und stichprobenweise mit einer LED prüfen) konnte:

Source code

1
2
3
4
5
6
7
import parallel

p = parallel.Parallel()
p.setData(0xff) # z.B. in Hex
p.setData(0b10111001) # oder auch binär!
p.setData(0) # natürlich auch dezimal
...


Dann fehlt nicht mehr so viel, um vielleicht schon am Wochenende einen Prototypen ausprobieren zu können :)

Viele Grüße
Andreas

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33

Thursday, January 11th 2018, 2:08am

zwei ergänzende anmerkungen:
ich hab keine anhaltspunkte, wie gut der abstand ungerader harmonischer im lösch- bzw. bias-signal sein muß, bzw. ob das völlig unkritisch ist. andererseits bekommt man bei q≥10 ja wohl bereits die 3te harmonische auf ≤ 3%.
die cmos serie 4xxx hat bei einzel-gattern relativ hohe ausgangswiderstânde von 300...500 ohm. man müßte wohl einige parallel schalten oder noch zwei komplementäre bipolare transistoren oder zwei niederohmigere mosfets dahinterschalten.
in der bisherigen skizzierung des funktionsprinzips kam noch kein lastwiderstand vor.
bei einer spannungsüberhöhung gilt natürlich auch das gesetz von der energie-erhaltung. folge ist eine hochtransformation des quellwiderstandes. wenn die spannung um den faktor q angehoben wird, muß der strom umgekehrt proportional kleiner werden, damit die energie bzw. leistung gleich bleibt. der innenwiderstand steigt demnach um q^2 an, bei q=10 also um den faktor 100. jetzt wär es hilfreich, den vom aufnahmekopf präsentierten lastwiderstand zu wissen. wichtig ist hier, impedanz und widerstand bzw. admittanz (komplexer leitwert) und (reellen) leitwert zu unterscheiden. hier wird der reelle leitwert bzw. parallelwiderstand gebraucht. der komplexe anteil bewirkt nur eine verstimmung, die durch kreisabgleich korrigiert werden muss. nur der realteil entzieht energie.
hoffentlich ist der equivalente parallelwiderstand der aufnahmekopfwicklung deutlich größer als der bislang mit etwa 7,5 kohm ermittelte impedanzbetrag. andenfalls müßte im umkehrschluss bei q=10 die quell-impedanz ≤ 75 ohm sein, überdies bekäme man dann auch gerade mal eine überhöhung von q/2 zustande, denn der auf 7,5 k hochtransformierte innenwiderstand läßt ja bei belastung mit dem gleichen wert nur noch die hälfte rauskommen ;( .

mfg kai

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34

Thursday, January 11th 2018, 6:28am

Danke - ich glaube, das hat geholfen. Jetzt der Test: Dann müsste das Prinzip eigentlich genauso funktionieren, wenn ich den Buffer am Eingang nicht mit dem potenten (sin-förmigen) Oszillatorsignal, sondern einem schnöden Rechteck-Takt in geringer Spannung versorge - am Ausgang liefert er immernoch einen Rechteckpuls, den man dann "induktiv überhöhen" kann?

Hi Andreas,
so wird es glaube ich bei der A807 auch gemacht, zumindest die Filterung nach Sinus, die Spannungshöhe wird konventionell der Endstufe und Trafo erzeugt. Die Löschfrequenz kommt als Rechtecksignal vom CPU-Board A-HFINX 153,6kHz, geht dann durch den Transimpedanzverstärker IC16, der ist über Pin1 in der Verstärkung per Steuerspannung einstellbar. In Verbindung mit L7 wird daraus ein Sinus gefiltert und das ganze mit einer Gegentaktendstufe verstärkt. Der T3 sorgt dann für die erforderliche Spannungshöhe, die Endstufe hat nur eine Versorgung von +-14,5V. Am Löschkopf liegen bei der A807 60 bis 75Veff an (beim Vollspurlöschkopf).
Gruß
Volker
fostex has attached the following image:
  • 807.jpg

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35

Friday, January 12th 2018, 9:48pm

Hallo Volker, Kai, liebe Mitleser,

bei der A807

ah, da war das :) Ich habe mich beim Betrachten der verschiedenen HF-Stufen zu sehr auf die Kopfseite konzentriert, und nicht so genau geschaut, wo die Schwingung ursprünglich herkommt... Wie oben schonmal thematisiert: Die Gegentakt-Endstufe mit 6 Transistoren macht schon mächtig Eindruck - aber was ist der Grund für diesen Aufwand?

Der T3 sorgt dann für die erforderliche Spannungshöhe

Ich komme langsam zu dem Schluss, dass ich meine Scheu vor Trafos und Spulen im Selbstbau mal ablegen muss. Ich weiß zwar nicht, wie man sie selbst herstellen kann, aber eigentlich kommen sie in fast jedem Oszillator, den ich jetzt gesehen habe, zentral vor, und wären nur mit viel Aufwand zu vermeiden.

Wenn also jemand Erfahrungen mit dem Spulen- oder Trafoselbstbau hat und ermutigende Worte findet, immer her damit ;)

hoffentlich ist der equivalente parallelwiderstand der aufnahmekopfwicklung deutlich größer als der bislang mit etwa 7,5 kohm ermittelte impedanzbetrag

Wenn ich mich wieder in HF- und Impedanzabenteuer stürze, muss ich zunächst Z(ω) für den Aufnahmekopf mal zweifelsfrei ausmessen. Dies erscheint mir mittlerweile wieder greifbar:

Oben habe ich irgendwo behauptet, es gäbe keine erschwinglichen Soundkarten mit ausreichend Samplingrate. Nun, das stimmt zur Hälfte doch nicht mehr, den Audio-Esoterikern sei es gedankt: Zumindest DA-Wandler mit 384 kHz und mehr am USB gibt es inzwischen zahlreich, zu mittleren Preisen - und heute lief mir bei ebay ein nettes Gerät direkt aus China über den Weg: USB DA-Wandler mit 32 bit/384 kHz für sagenhafte 24,12 € - ist jetzt auf dem Weg zu mir. Wenn das Ding in 4 bis 12 Wochen dann ankommt, hat sich die Frage nach einem Funktionsgenerator für 150 kHz nun auch erledigt - ich werde hoffentlich berichten.

Damit wäre für mich auch der Weg zu einer Aufnahmeverstärker-Neukonstruktion vorgezeichnet: Signal und Bias lassen sich dann ja bequem in einem Rutsch im Rechner erzeugen (mit oder ohne HX-Pro). Fehlt nur noch die passende Endstufe für den Kopf...

Dann fehlt nicht mehr so viel, um vielleicht schon am Wochenende einen Prototypen ausprobieren zu können

Außer vielleicht einem freien Wochenende... also eher noch nicht.

Die Relaiskarte ist inzwischen hier, und ich habe mich damit auseinandergesetzt, wie sie denn zum Parallelport passen könnte, obwohl doch die Optokoppler und LEDs darauf anscheinend falsch gepolt wären. Dann habe ich gelernt, dass so ein digitaler Ausgang nicht unbedingt eine Stromquelle, sondern auch einfach eine Senke sein kann.

Zum Widerstandsnetzwerk:

Ich hätte jetzt eine Reihenschaltung von Widerständen aufgebaut, die Potenzen von 2 folgt und bei der jeder Widerstand durch Überbrücken "abgeschaltet" werden kann - etwa so:

Funktioniert also klassisch wie binäre Zahlen - damit sollte ich genau wie beim Trimmpoti jeden Wert zwischen 0 und R (50 kΩ bei der B77) mit einer Genauigkeit von R/256 bei 8 Bit erreichen können. Metallfilm-Widerstände bekommt man ja problemlos aus der E96-Reihe, wo es Werte ziemlich dicht bei jeder gewünschten Zahl gibt.

Aber: Am Ende will ich ja Messpunkte, die auf einer logarithmischen x-Achse für den Bias-Strom gleichverteilt sind. Ich grüble schon eine Weile, aber komme nicht drauf: Müsste es da nicht eine geschicktere Anordnung geben, bei der die Skala quasi schon in sich selbst ein logarithmisches Verhalten hat? Aber dass das Binärsystem funktioniert, müssen es doch eigentlich schon 2er-Potenzen sein? Oder denke ich zu kompliziert?


Wenn der Versuch mit der fertigen Relaiskarte zufriedenstellend verläuft, würde ich noch eine passendere Version (z.B. mit kleineren Relais, die hier sind für das Schalten von Netzspannung geeignet...) mit Einbaumöglichkeit in die B77 in Erwägung ziehen. Falls zu diesem Zweck jemand noch einen B77-Oszillator (Halbspur) herumliegen hat, gerne auch mit Schaden - außer am Trafo :rolleyes: - bin ich interessiert.

Ich würde dann die Widerstandsleiter in die Maschine verbauen, über Pfostenstecker/Flachbandkabel nach außen verbinden, wo dann die (für alle künftigen Messmaschinen wiederverwendbare) Relaisplatine angeschlossen wird. Oder gleich die Relais mit ins Bandgerät bauen, und nur noch den Datenport rausführen... naja, später.

Ach, und noch so eine Frage: Sind Relais überhaupt die sinnvollste Art Schalter hier? Ich habe von Optokopplern mit Triac-Ausgang gelesen - wäre das eine (kompaktere) Alternative?

Viele Grüße
Andreas

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36

Friday, January 12th 2018, 10:33pm

Hallo Andreas,

mit Opto->Triacs kannst du zB eine Heizsonne mit 2kW steuern. Sie sind aber nicht geeignet, um ein paar kOhm kapzitäts-arm für vergleichsweise kleine HF-Ströme zu schalten.

Bei DA-Wandlern sind aus guten Gründen keine Widerstandsketten mit Einzelwerten von R0/2^N üblich, sondern R2R-Abzweignetzwerke. Bei deinen Relais mußt du prüfen, wie groß die Streu-Kapazität über dem geöffneten Kontakt ist. Danach richtet sich der größte Widerstand, den du damit bei der Betriebsfrequenz sinnvoll schalten kannst, ohne daß das parallele Zc=-j/(omega*C) dir einen Strich durch die Rechnung macht.

Es übersteigt mein Vorstellungsvermögen, daß es irgendwo einen USB-32Bit/384kHz-DA-Wandler für 24,12 € geben soll.

Es gibt (zB bei Analog-Devices) Pegelsteller in dB Stufung. Ob sich die Audio-ICs noch für 150 kHz eignen, weiß ich nicht.
Es gibt sowas natürlich für HF-Technik, dann aber in 50Ohm-Ausführung.

Wie schon mal gesagt, geht es auch ohne Trafos. Da die benötigten Spannungen aber nach den Zahlen in den B77-Schaltungen sich offenbar normalerweise im Bereich Ueff~ 35...55V bewegen, benötigst du dann Verstärker mit einer Betriebsspannung 2*Wurzel(2) *Ueff plus Reserve nach oben, macht 156V+Reserve (oder das Gleiche als +- ~ 80V). Ist machbar, da ja nur etwa 5mA pro AK-Wicklung benötigt werden.

MfG Kai
Nachtrag: Noch eine Anregung für eine Impedanzbestimmung ohne Änderung der Oszillatorfrequenz: Wenn bei Parallelschaltung einer kleinen Kapazität zur AK-Wicklung |Z| zunimmt, so war Z noch induktiv. Durch das Zusatz-C wurde in Richtung Parallel-Resonanz verstimmt. Wenn du mit einem Trimm-C ein Strom-Minimum einstellen kannst, hast du auf Parallel-Resonanz abgestimmt. |Z| wäre jetzt gleich Rp eines L||Rp-Modells, wenn nicht noch Oberwellen das Strom-Minimum verfälschen. Das sieht man leider nur mit einem Oszilloskop. "Im Prinzip" könnte man aus zwei Messungen mit und ohne Parallel-C auch ohne auf Resonanz abzustimmen, die beiden Unbekannten L und Rp bestimmen, wenn es nicht auch noch ein eigenes Streu-C der Wicklung gäbe. Dann hat man es mit drei Unbekannten zu tun, was drei (geeignete) Messungen erfordert.

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37

Saturday, January 13th 2018, 12:49am

Hallo Kai,

mit Opto->Triacs kannst du zB eine Heizsonne mit 2kW steuern. Sie sind aber nicht geeignet, um ein paar kOhm kapzitäts-arm für vergleichsweise kleine HF-Ströme zu schalten.

gut, dann lege ich den Gedanken bei Seite. Muss ja kein Halbleiter sein, wenn es dadurch nicht einfacher wird.

Bei DA-Wandlern sind aus guten Gründen keine Widerstandsketten mit Einzelwerten von R0/2^N üblich, sondern R2R-Abzweignetzwerke.

Danke für die Warnung - was sind denn die guten Gründe? Und würde so ein R-2R-Netzwerk (ist gerade neu für mich) hier auch funktionieren, trotz der Masseverbindungen?

Bei deinen Relais mußt du prüfen, wie groß die Streu-Kapazität über dem geöffneten Kontakt ist. Danach richtet sich der größte Widerstand, den du damit bei der Betriebsfrequenz sinnvoll schalten kannst, ohne daß das parallele Zc=-j/(omega*C) dir einen Strich durch die Rechnung macht.

Das gilt für beide Netzwerk-Arten, oder?

Bei z.B. diesem Relais, das ich für den Zweck im Auge hätte, steht etwas von 0.4 pF im Datenblatt - damit wäre 1/ωC ≈ 2.6 MΩ und sollte doch parallel zu 5 kΩ noch tragbar sein, oder?

Es übersteigt mein Vorstellungsvermögen, daß es irgendwo einen USB-32Bit/384kHz-DA-Wandler für 24,12 € geben soll.

Meins auch - deshalb hatte ich nicht wirklich danach gesucht. Link per PM. Leider habe ich keinen ebenfalls günstigen ADC dazu gefunden, die sind alle mindestens vierstellig im Preis :(

Es gibt (zB bei Analog-Devices) Pegelsteller in dB Stufung. Ob sich die Audio-ICs noch für 150 kHz eignen, weiß ich nicht.
Es gibt sowas natürlich für HF-Technik, dann aber in 50Ohm-Ausführung.

Hast Du Typen oder Links?

Ist machbar, da ja nur etwa 5mA pro AK-Wicklung benötigt werden.

Ja, das hatte ich gesehen. Ob das aber weniger "schmerzhaft" ist, als notfalls selbst einen Trafo zu wickeln, überlege ich mir gerade. Ist die notwendige Präzision einer Wicklung ohne Spezialgeräte überhaupt zu schaffen? Wie macht das der Funkamateur? Ich muss wohl mal auf youtube-Tour dazu gehen...

Anregung für eine Impedanzbestimmung ohne Änderung der Oszillatorfrequenz

Das muss ich mit frischerem Kopf nachvollziehen... Danke!

Viele Grüße
Andreas

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38

Saturday, January 13th 2018, 2:20am

Muss ja kein Halbleiter sein, wenn es dadurch nicht einfacher wird.
Es liegt nicht am Halbleiter, sondern am ungeeigneten TRIAC. Das sind quasi zwei antiparallel angeordnete Thyristoren. Die sind gedacht für Phasenanschnittssteuerungen, Vollwellenschaltungen für Netzspannung o.ä. bei hohen Strömen. Deren "Halteströme" liegen jenseits der HF-Ströme durch den AK.

R2R-Netzwerke:
Die Gründe sind wohl, daß dann die unvermeidlichen Parasitics der Halbleiterschalter (zB Ron, Roff, Cstreu, Leckströme) in allen Stufen gleich bis ähnlich eingehen statt in der Stufe mit dem größten Widerstand mit den Fehlern 2-4 unangenehm aufzufallen und in der niederohmigsten Stufe mit Ron anzuecken.

0,4 pF ist exzellent. Dann hast du mehr mit der Kapazität der Verdrahtung zu tun.

Nicht bei jedem DA-Wandler geht der Frequenzgang auch bis 0,45*Fs. Wenn das Ding als Kopfhörertreiber verkauft wird oder als Audio-Line-Out, ist nicht sicher, daß man bemüht war, den Frequenzgang oberhalb 20 kHz bis nahe Fs/2 flach fortzusetzen.

Seit ich zuletzt aktuelle Pegelsteller-ICs mit dB-Skalierung gesehen habe, sind ein paar Jahre vergangen. Es gab welche bei National Semi (jetzt TI), Analog Devices und wohl auch bei Maxim/Dallas.

Professionell werden Trafos mit Wickelmaschinen hergestellt. Der Amateur versucht, das mit DIY-Methoden nachzubilden.
Es ist nicht mit der Wickelei getan. Die Ingenieurskunst besteht/bestand darin, ein möglichst Temperatur-unsensibles Gebilde (Schwingkreis, Osillator, Bandfilter) zu schaffen.

Will man dem aus dem Wege gehen bei der Erzeugung der höheren Spannungen, muß man den Weg der Verstärkung bei entsprechend hohen Betriebsspannungen beschreiten.
Den Oszillator kannst du auch mit Quarz-Oszillator/Zähler/Sinus-PROM/DA-Wandler oder DDS erschlagen. Dahinter genügt ein Filter mit Fest-Induktivitäten vom Distributor.
Apropos Distributor: Da gibt es auch Ferrit-Trafo-Teile bzw. -Drosseln. Da muß man suchen, ob was brauchbares angeboten wird. (Allerdings quält sich bei Drosseln niemand mit dem TK.) Oder aus Schrott-Revoxen die Oszillator-Platinen aufkaufen.
Vielleicht findet sich in preiswerten Schaltnetzteil-Modulen ein geeigneter Trafo. Die arbeiten auch durchaus bei 100kHz und höher, kleiner TK wird aber kein Design-Ziel sein.

MfG Kai

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39

Saturday, January 20th 2018, 4:20pm

Hallo,

die Geschichte mit dem R-2R-Netzwerk hat mich grübelnd zurückgeworfen - schließlich will ich ja weder das Rad neu erfinden noch die aus guten Gründen gängige Praxis ignorieren. Trotzdem will ich mit dem Projekt irgendwie wieder vorankommen - heute soll es also um die Frage nach R-2R oder binär gewichteten Widerständen gehen.

R-2R

Ich habe ein wenig im Netz gelesen (zum Beispiel hier: http://www.vias.org/mikroelektronik/da_converter.html), um das Prinzip überhaupt und die gängigen Vor- und Nachteile zu verstehen. So ein Netzwerk sähe also etwa so aus (exemplarisch für nur 3 Bit):



Als Vorteile habe ich wiederholt gefunden, dass man nur zwei verschiedene Widerstandswerte benötigt, die noch dazu bei industrieller Fertigung recht präzise auf das Verhältnis 2:1 abgestimmt werden können. Damit erhält man am Ende eine bessere Präzision (ist die hier überhaupt wichtig? siehe unten) sowie gleichmäßige Verlustleistungen über den einzelnen Widerständen.

Als Nachteile für meine Anwendung sehe ich, dass man doppelt so viele Widerstände braucht (2 je Bit, statt nur einem), dass die Relais nicht nur schließen, sondern umschalten müssen (gut, gibt es aber passende), und dass ich nicht so genau verstehe, ob ich an der Stelle in der B77 parallel zum Kopf einfach so Masseverbindungen herstellen darf. Bei letzterem könnt Ihr mir sicher helfen - vereinfacht sieht die Schaltung (siehe erster Beitrag) so aus:



Das R-2R-Netzwerk mitsamt Relais würde hier ja R8 ersetzen - dürfen darin dann Wege nach Masse sein? Hm, warum eigentlich nicht?

Binär gewichtete Widerstände

Ich hänge immernoch an dem Gedanken, dass dies der kleinste Eingriff in die bestehende Oszillatorschaltung wäre - und gleichzeitig einfacher und (für mich zur Zeit) verständlicher ist. Ergänzend zur Skizze in #35 habe ich versucht, die von Kai angemerkten unerwünschten Eigenschaften der Relais in ein Ersatzschaltbild - unter die betroffenen Bauteile der B77 - zu zeichnen:



Bei geöffnetem Relais wirken die Kontakte als Kondensator (mit z.B. 0,4 pF, siehe oben), bei geschlossenem Relais gibt es einen Übergangswiderstand (laut Datenblatt im mΩ-Bereich).

Kai, wenn ich Dich richtig verstehe, muss ich mir jetzt vor allem Gedanken machen, was bei 150 kHz parallel zum größten Widerstand (das wäre R/2, also maximal 25 kΩ) passiert? Z(ω) für das Gezeichnete Gebilde sollte sich ja analytisch ausrechnen und mit ein paar Werten füttern lassen.

Wenn da nichts bedenkliches rauskommt - spricht dann noch was dagegen?

Genauigkeit

Zurück zum Punkt von oben: Ich las öfters, dass R-2R präzisere DA-Wandler ermöglicht, insbesondere was die Monotonität angeht. Das ist bei der binär gewichteten Variante wohl durchaus problematisch - kann ich nachvollziehen. Klassischerweise stört das natürlich - z.B. wenn ich mit einem DAC wie üblich (bei einigermaßen hoher Samplingfrequenz) ein sauberes sinusförmiges Signal generieren will.

Aber: Bei meiner Anwendung kommt es vor allem darauf an, einige wieder auffindbare Messpunkte, die sich etwa logarithmisch über den gesamten Bereich verteilen, einstellen zu können - bei einer "Samplingrate" von vielleicht "2 pro Minute". Wenn ich das direkt am Trimmpoti mache, ist es auch nicht besonders genau...

Kurzer Exkurs - Bei Analog Devices habe ich ein Tutorial gefunden: Intentionally Nonlinear DACs. Dort wird eine Schaltung beschrieben, bei der eine exponentielle Kennlinie in Stücke zerlegt wird, auf denen dann linear verteilt die Werte liegen. Für meinen Fall hier etwas zu aufwändig - aber den Link wollte ich nicht vorenthalten.

Viele Grüße
Andreas

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40

Saturday, January 20th 2018, 5:36pm

Hallo Andreas,

das R-2R-Netzwerk hat für die normale Anwendung noch den großen Vorteil, daß die Ausgangs-Impedanz unabhängig vom eingestellten Zustand immer R ist. Das wirkt sich vorteilhaft auf die Präzision eines D/A-Wandlers aus.

Bei der Arbeitsfrequenz und den nächsten störenden Oberwellen sollte |Zc|=1/(omega C) >> R_größter sein. Andernfalls stimmt das Teilverhältnis nicht bzw. der Oberwellenabstand nimmt ab.

Es gibt viele Möglichkeiten, dB-Kennlinien zu approximieren. Es hat aber wenig Sinn, in Details zu gehen, bevor die Ziele nicht definiert sind.

Der Oszillator wird sich auch nicht unbedingt wie eine Spannungsquelle verhalte, i.e. Innenwiderstand Null, bzw. Ausgangsspannung (und Frequenz) unabhängig von der Last. Das kann dann zur Folge haben, daß selbst mit einem perfekt dB-gestuften Widerstandsnetzwerk kein ebenso perfekt dB-gestufter Pegel rauskommt. Wenn sich auch noch die Frequenz ändert, gibt es wegen der C-Trimmer und dem L der Spule eine weitere Strompegel-Änderung.

Ein anderer Methode wäre, "einfach" irgendwie aber genügend feingestuft Pegel zu steuern, den Pegel am Fußpunkt-Widerstand zu messen und lediglich in dB zu plotten. Erfordert dann wohl ein paar Messungen mehr als bei den eigentlich gewünschten Meßpunkten, was aber nach Automatisierung weniger schmerzt.

MfG Kai

41

Saturday, January 20th 2018, 6:29pm

......für das Gezeichnete Gebilde sollte sich ja analytisch ausrechnen und mit ein paar Werten füttern lassen.


So genau würde ich gar nicht rechen, du musst bei 150kHz von etlichen parasitären Geschichten ausgehen die man eh nicht berücksichtigt hat. Lieber grob abschätzen und das reale Objekt nachträglich anpassen.

Gruß Ulrich

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Tuesday, January 23rd 2018, 12:55am

Hallo Ulrich, hallo Kai,

So genau würde ich gar nicht rechen, du musst bei 150kHz von etlichen parasitären Geschichten ausgehen die man eh nicht berücksichtigt hat. Lieber grob abschätzen und das reale Objekt nachträglich anpassen.

hm, danke, alle Theorie ist grau. Ich hätter vermutlich noch ewig gegrübelt... Also:

Bei der Arbeitsfrequenz und den nächsten störenden Oberwellen sollte |Zc|=1/(omega C) >> R_größter sein. Andernfalls stimmt das Teilverhältnis nicht bzw. der Oberwellenabstand nimmt ab.

Gut. Weiter oben hatte ich schonmal ins Datenblatt eines möglichen Relais geschaut, und dort 0,4 pF gefunden. Bei ω = 2·π·150 kHz ist 1/ωC ≈ 2,65 MΩ - für die doppelte und dreifache Frequenz entsprechend 1,32 MΩ bzw. 884 kΩ.

Der größte Widerstand, wenn man die originalen 50 kΩ erreichen will, ist 25 kΩ - also noch etwa 35 mal kleiner als obige 884 kΩ für 450 kHz. Das erscheint mir ausreichend.

Anders sieht es vielleicht aus, wenn die Relais eine Größenordnung schlechter sind, was die ungewünschte Kapazität über die Kontakte angeht: Bei 4 pF wäre nur noch ein Faktor 10 Abstand zur Grundschwingung, bei der dreifachen Frequenz gar nur Faktor 3,5 - das ist nicht mehr "sehr viel größer". Damit erscheint mir der angedachte Vorversuch mit der fertigen Relaiskarte zumindest zweifelhaft - auch wenn ich keine genaueren Angaben über die Relais gefunden habe.

Noch ein Blick auf die Präzision:

Widerstände gibt es ja nicht in beliebigen Werten und beliebiger Genauigkeit. Trotzdem bekommt man ja Metallfilmwiderstände mit 1% Toleranz aus der E96-Reihe. Mit 8 Bit wären das dann folgende Werte:

Source code

1
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3
4
5
6
7
8
9
10
 2^-n |        ideal | aus E96 
------+--------------+---------
    2 | 25000.0000 Ω | 24900 Ω 
    4 | 12500.0000 Ω | 12400 Ω 
    8 |  6250.0000 Ω |  6190 Ω 
   16 |  3125.0000 Ω |  3090 Ω 
   32 |  1562.5000 Ω |  1580 Ω 
   64 |   781.2500 Ω |   787 Ω 
  128 |   390.6250 Ω |   392 Ω 
  256 |   195.3125 Ω |   196 Ω

Wenn man die 256 verschiedenen Werte ausrechnet, die man einstellen kann, fällt die Abweichung zwischen Theorie und E96-Reihe nicht ins Gewicht. Wie fein kann man denn im Vergleich an einem 15mm-Piher-Trimmer drehen?

Zur drastischen Veranschaulichung habe ich mal zusätzlich noch 10% (statt der erwarteten 1%) Fehler auf jeden Widerstand addiert:



Ja, die Monotonität wäre hin, und ein Signal wollte ich mit so einem Wandler nicht generieren - aber für den Anwendungszweck hier würde selbst das noch ausreichen. Ein Kalibrierungslauf, wo für jede Zahl der tatsächliche Bias-Strom gemessen wird, ist ja dann auch nicht so schwierig, und wegen der von Ulrich angemahnten anderen Unwägbarkeiten bei 150 kHz sowieso nötig.

Nun, dann kann ich mich eigentlich um den Rest der Schaltung kümmern. Die Relais wollen ja auch mit Strom versorgt und irgendwie angesteuert werden. Und am Ende muss das Ding ja auch noch in die B77...

Es gibt viele Möglichkeiten, dB-Kennlinien zu approximieren. Es hat aber wenig Sinn, in Details zu gehen, bevor die Ziele nicht definiert sind.

Naja, etwa 20 Punkte in 1-dB-Schritten aus 256 möglichen Werten rauszupicken, ist wahrscheinlich die einfachste Lösung.

Viele Grüße
Andreas

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Tuesday, January 23rd 2018, 1:41am

Hallo Andreas,

zu den Zielen, gehört auch der abzudeckende Bereich, über den du eine Aussage machen möchtest. Also, soll es zB von -18 dB bis +2dB um den optimalen Arbeitspunkt für das aktuell meist benutzte Standard-Band gehen, oder von -14 dB bis + 6dB oder von -20 bis 0 dB oder von -30 bis +10 dB ?
Wie fein sollen die Stufen sein ? Es gab früher zB fertige dB-Steller in 1,5 dB Stufen.

Außerdem gibt es die Methode der Interpolation, um aus Meßwerten, die nicht ganz da liegen, wo man hin wollte, doch noch zur gewünschten Aussage zu kommen.
Die nötige feine Stufung hat dann mehr damit zu tun, ob die Einstell-Mimik nur temporär der Messung dienen soll, oder ob sie im Gerät auch für den zukünftigen Normalbetrieb verbleiben soll.

Zu den Kapazitäts-Überlegungen nochmal: 4 pF würde ich als zu hoch geschätzt bewerten, aber der Widerstand hat meist auch ochmal soviel Streu-C wie bei dem Relais behauptet, dann kommt noch die Verdrahtung hinzzu. Die Hinweise dienen mehr dazu das Bewußtsein zu schaffen, daß man sich dann im Umfeld des größten Widerstandes um Kapazitäts-armen Aufbau kümmern muß, bzw. den Widerstand im Zweifelsfall kleiner wählen muß. Bei der einfachen Wert-gestuften Widerstandskette führt das dann eventuell (bei Relais weniger, bei Halbleiterschaltern mehr) zu Engpässen am unteren Widerstands-Ende. Das Problem kann man abmildern, in dem man ein Netzwerk mit Verzweigungen vorsieht. Das ermöglicht, die unteren Widerstände wieder größer zu wählen.
Bei den Überlegungen zur HF-Messung hast du bisher nur die direkte AC-Messung per super-schneller Soundkarte in Betracht gezogen. Es ginge aber auch ohne die mit einer genauen DC-Messung nach einem"Präzisions"-Gleichrichter.

Die klassische Elektronik-Bastel-Szene ist ja in den Print-Medien schon weitgehend durch die "Maker"-Szene ersetzt worden.
Dahin würde folgender Gedanke passen: die Schritt-Motore/Linear-Triebe aus einer ausgemusterten 2-1/2" Festplatte zum Einstellen eines Spindel/Schiebe-Trimmers zu verwenden...

MfG Kai
nachtrag: bei einer reinen widerstandskette ergibt sich der größte serienwiderstand zwangsläufig aus der impedanz der spule und der gewünschten größten hf-pegel-dämpfung. du bist also nicht frei in der wahl des größten widerstandes. aus diesem dilemma kommst du raus, wenn du gelegentliche verzweigungen nach masse vorsiehst. um ulrich mal wieder beizupflichten, lass das grübeln sein und fang mal an zu designen und zäum dabei das "pferd von hinten", also der impedanz der ak-spule auf (damit ich endlich mal deren L und Rp erfahre
ps2: es hat schon seine gründe, daß in der professionellen hf-technik 50 ohm die norm sind, 5 ohm als klein, 500 ohm als groß gelten und auf dem smith-chart 5 kohm kaum von unendlich zu unterscheiden sind 8)

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Sunday, January 28th 2018, 12:15am

Hallo Kai,

zu den Zielen, gehört auch der abzudeckende Bereich, über den du eine Aussage machen möchtest. Also, soll es zB von -18 dB bis +2dB um den optimalen Arbeitspunkt für das aktuell meist benutzte Standard-Band gehen, oder von -14 dB bis + 6dB oder von -20 bis 0 dB oder von -30 bis +10 dB ?
Wie fein sollen die Stufen sein ? Es gab früher zB fertige dB-Steller in 1,5 dB Stufen.

dazu greife ich gerade mal auf ein Beispiel aus dem Mess-Thread zurück:



Um den Arbeitspunkt etwa ±8dB in 1dB-Schritten (soweit ich die Geduld dazu hatte), um einen mittleren Bias-Strom (Nullpunkt der Skala im Beispiel) herum etwa -11dB bis +4dB. Am unteren Rand war das immer ein furchtbar einzustellen, bis sich das Trimmpoti anfängt zu bewegen ist es schon fast 1dB weiter. Ich habe da am Linksanschlag angefangen - also müsste der Widerstand etwa 50kΩ betragen haben.

Wenn die Einstellung automatisch geht, würde ich gerne die Abstände zwischen den Punkten verkleinern, also z.B. 0.5dB-Schritte machen und eben 32 Messpunkte aufnehmen, oder sogar testweise noch mehr.

Bevor ich hier weiterkomme, muss ich mal am lebenden Objekt ein paar Widerstandswerte des passend eingestellten Trimmpotis messen.

Außerdem gibt es die Methode der Interpolation, um aus Meßwerten, die nicht ganz da liegen, wo man hin wollte, doch noch zur gewünschten Aussage zu kommen.

Interpolieren kann und muss man am Ende sowieso - aber manche Eigenschaften bewegen sich schnell genug, dass ich zumindest die Möglichkeit gerne haben möchte, noch feiner abzustufen.

Zu den Kapazitäts-Überlegungen nochmal: 4 pF würde ich als zu hoch geschätzt bewerten, aber der Widerstand hat meist auch ochmal soviel Streu-C wie bei dem Relais behauptet, dann kommt noch die Verdrahtung hinzzu. Die Hinweise dienen mehr dazu das Bewußtsein zu schaffen, daß man sich dann im Umfeld des größten Widerstandes um Kapazitäts-armen Aufbau kümmern muß, bzw. den Widerstand im Zweifelsfall kleiner wählen muß.

Hm, und wahrscheinlich liegt hier das Risiko. Leider war die Messung eher am unteren Ende (kleiner Bias-Strom, also großer Widerstand) "kanpp", und oben (kleiner Widerstand) viel Luft. Den Bereich würde ich eher nach unten als nach oben erweitern. Gegebenenfalls könnte dann ja ein weiterer Widerstand in Reihe, über dem kein Relais liegt.

Bei den Überlegungen zur HF-Messung hast du bisher nur die direkte AC-Messung per super-schneller Soundkarte in Betracht gezogen. Es ginge aber auch ohne die mit einer genauen DC-Messung nach einem"Präzisions"-Gleichrichter.

Naja, die HF messe ich hier ja nicht mit der Soundkarte, sondern mit einem Tischmultimeter. Für einen ordentlichen Messgleichrichter, um HF und NF separat und gleichzeitig zu messen, hast Du mir ja schonmal einen Schaltungsvorschlag gemacht - den ich bisher (wegen des besagten Multimeters) nicht umgesetzt habe...

Die klassische Elektronik-Bastel-Szene ist ja in den Print-Medien schon weitgehend durch die "Maker"-Szene ersetzt worden.
Dahin würde folgender Gedanke passen: die Schritt-Motore/Linear-Triebe aus einer ausgemusterten 2-1/2" Festplatte zum Einstellen eines Spindel/Schiebe-Trimmers zu verwenden...

Womit wir wieder bei Ulrichs Vorschlag mit dem Motorpoti wären. Sicherlich eine Option, wenn ich das hier nicht hinbekomme.

aus diesem dilemma kommst du raus, wenn du gelegentliche verzweigungen nach masse vorsiehst.

Das war ja eine meiner Fragen beim R-2R-Netzwerk: Darf ich hier einfach so "zwischendrin nach Masse" verzweigen? Anscheinend schon...

impedanz der ak-spule auf (damit ich endlich mal deren L und Rp erfahre)

Ja, Du hast schon Recht. Ich drücke mich noch davor, weil mein Funktionsgenerator (besagte 384kHz-Soundkarte) noch auf dem Postweg ist. Kommt Zeit, kommt L und Rp :)

um ulrich mal wieder beizupflichten, lass das grübeln sein und fang mal an zu designen

Der schleppende Fortschritt liegt im Moment an der begrenzten Tonbandzeit. Sonst hätte ich die Relais-Widerstands-Kette schon einfach ausprobiert und berichtet. Ich muss Deine (und meine) Geduld leider noch ein wenig belasten.

Viele Grüße
Andreas

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Sunday, January 28th 2018, 1:54pm

Was ist es denn überhaupt für eine B77? Halbspur? Viertelspur? Ich habe noch mal quer gelesen, ich konnte die Antwort aber nicht finden.
Noch besser wären die Nummern auf den Köpfen, dafür müsste man sie aber aus den Abschirmgehäusen nehmen.

Gruß Ulrich

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Sunday, January 28th 2018, 10:28pm

Hallo Ulrich,

Was ist es denn überhaupt für eine B77? Halbspur? Viertelspur? Ich habe noch mal quer gelesen, ich konnte die Antwort aber nicht finden.

mein Fehler, das habe ich auch im ganzen Thread noch nicht geschrieben:

Es ist eine Halbspur MK I High Speed, IEC entzerrt. Die zweite Kandidatin ist ebenfalls Halbspur, aber MK II und sonst "normal" (also 3¾/7½ und NAB). Eine Messmaschine reicht zwar eigentlich, aber man weiß ja nie.

Wenn das Prinzip gut funktioniert, würde ich es später vielleicht auch noch an einer AS5000 ausprobieren.

Noch besser wären die Nummern auf den Köpfen, dafür müsste man sie aber aus den Abschirmgehäusen nehmen.

Ohne Not demontiere ich sie ungern, weil ich keine Übung im Einbauen und sauber ausrichten habe. Es sollten™ aber eigentlich 022 und 027 sein; so steht es zumindest auf identisch aussehenden losen Köpfen, die ich mit der ersten Maschine mitbekommen habe.

Viele Grüße
Andreas

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Monday, January 29th 2018, 7:41am

Technisch kann ich hier nichts beitragen. Habe aber zufällig diese digital Potentiometer gefunden und mich an den Thread erinnert.

https://www.ebay.de/itm/NEW-High-Quality…e-/222151591251

Vielleicht hilft es weiter.

VG Martin

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48

Monday, January 29th 2018, 11:16am

Das sind Module zum Einstellen von Audio-Pegeln. Die Typen-Bezeichnung stammt wohl vom ursprünglichen Hersteller Xicor, von dem ich lange nichts gehört habe. Aktuell firmieren diese Chips unter Intersil/Renesas:
https://www.intersil.com/content/dam/Int…103-104-503.pdf
Es gibt sie für 1k/10k/50k/100kOhm. An den Enden hat man ca. 10pF nach Masse, am "Schleifer" des "Potentiometers" ca. 25 pF nach Masse. Auf dem Chip gibt es eine mit ca 850 kHz laufende Ladungspumpe, die aus der positiven Betriebsspannung von 5..7V eine negative Hilfsspannung erzeugt, damit der Widerstandskanal Wechselspannung im Bereich -5...+5V verträgt. Das "Pump-Signal" schlägt mit etwa 20 mV auf den Signal-Kanal durch.

Für das Einstellen von 150 kHz Pegeln im Bereich 25...55Veff sind sie bestimmt nicht geeignet, wohl aber für NF. Allenfalls die 1 und 10 kOhm Version könnten noch bei 150 kHz brauchbar sein trotz der parasitären Cs. Dann aber nur, um zB die Gegenkopplung in einer Verstärkerstufe einzustellen, die am Ausgang die benötigten hohen HF-Spannungen bereitstellt.

MfG Kai

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Monday, January 29th 2018, 2:03pm

Anbei eine Illustration, warum es nützlich sein kann, die Impedanz des Aufnahmekopfes etwas genauer zu kennen als nur die Induktivität bei 1 kHz und den Gleichstromwiderstand.
Hier die für den HF-Bias wesentlichen Bestandteile bei der B77:

L wird mit 10 mH angegeben. Das muß aber bei der Bias-Frequenz von 150 kHz nicht mehr stimmen.
In Serie damit liegen noch der innere Serienwiderstand und der für Meßzwecke vorhandene äußere Fußpunkt-Widerstand. Die Summe hab ich hier mal mit 200 Ohm angenommen.
Rechts davon sitzt der 150 kHz Sperrkreis, der die HF daran hindern soll, in den (im Prinzip) rechts angeschlossenen Aufsprechverstärker zu gelangen. Das wird durch den dahinter nach Masse gelegten 3,3 nF Kondensator wesentlich unterstützt, denn der Verstärker hat einen recht hoch-ohmigen Ausgang (Stromspeisung).
Im Service Manual wird ein typischer Bias-Strom von 5 mA angegeben. Den liefert die ganz links angeordete Stromquelle.
Das Bild darunter zeigt für die drei Schaltungsvarianten die sich am Eingang einstellende Speisespannung.
Die rote Kurve gilt für die linke Schaltung. Bei 150 kHz liest man etwa 47 V ab.
Bei der mittleren Schaltung ist zwischen Stromquelle und erster Schaltung ein Kondensator eingefügt, der Serienresonanz bei 150 kHz einstellt. Das Ergebnis zeigt die grüne (unterste) Kurve. Jetzt reichen am Eingang 1V, um den gleichen Strom durch die Spule zu erzeugen.
Da es sehr zweifelhaft ist, daß die Spule bei 150 kHz nicht deutlich mehr Verluste hat als nur den Gleichstrom-Widerstand, hab ich in der Variante ganz rechts noch einen zusätzlichen parallel liegenden Widerstand von 100 kOhm angenommen. Das Ergebnis ist die blaue Kurve in der Mitte. Nun werden etwa 5,5 V benötigt.
Beträgt der Parallel-Widerstand gar nur 10 kOhm, steigt die erforderliche Eingangsspannung auf etwa 33V an.
Man sieht daran, daß man mit deutlich weniger HF-Spannung auskommen kann, wenn die AK-Spule bei der Bias-Frequenz hinreichend kleine Verluste hat. Deshalb ist es von großem Interesse, die komplexe Impedanz bei 150 kHz zu kennen.
Man kann bei fester Frequenz die Parallel-Schaltung von Induktivität und Widerstand in eine äquivalente Serienschaltung umrechnen, hier als MathCad-Script :

Bei 10 mH, 100 kOhm & 150 kHz erhält man einen äquivalenen Serien-Widerstand von 880 Ohm, also schon deutlich höher als Rdc und eine geringfügig reduzierte Induktivität Ls von 9,9 mH. Die Güte einer solchen Spule wird übrigens mit Q=omega Ls/Rs=Rp/(omega Lp) beziffert.
Bei Rp=10k sieht es deutlich schlechter aus: Rs~ 4,7 kOhm und Ls~5,3 mH.
Damit werden dann auch die dabei benötigten 33V nachvollziehbar. Die veränderte Induktivität verschiebt natürlich auch die Serien-Resonanz bzw. erfordert einen anderen Kondensator.

MfG Kai
Nachtrag: Nochmal etwas transparenter und merkfähiger zusammengefaßt: Bei Speisung in Serien-Resonanz wird nur 1/Wurzel(1+Q²) der Spannung Ubias bei "direkter Speisung" einer Spule mit Güte Q benötigt. Bei Q>>1 wird das näherungsweise Ubias/Q.

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Tuesday, January 30th 2018, 11:32pm

Wie steht die reale Welt zu diesen Überlegungen ?
Um auf potentielle Enttäuschungen psychisch vorbereitet zu sein, hab ich heute mal die Impedanz eine Tonkopfes mit messtechnischen Hausmitteln näher betrachtet. Leider stand mir dazu kein neuwertiger B77-AK zur Verfügung. Ich mußte mit einem ziemlich abgeschliffenen Kopf aus dem ausgeschlachteten Kopfträger einer RdL vorlieb nehmen. Der fiel vorher schon dadurch auf, daß seine Induktivität bei niedrigen Frequenzen nur etwa halb so groß war wie die eines weniger strapazierten Kopfes. Aber es geht ja darum, das Prinzip vorzuführen, dafür reicht er noch.
Ziel sollte sein, die komplexe Impedanz bis in den 100 kHz Bereich zu bestimmen.
Zur Verfügung standen ein Tongenerator und Millivoltmeter aus dem vorigen Jahrhundert (ungeeichte Jugendwerke), zwei Multimeter und eine kleine Kollektion von (hoffentlich verlustarmen) Folienkondensatoren.
Folgendes Meßprinzip wurde angewandt:

Ein Tongenerator speist über einen "geeignet gewählten" Vorwiderstand R1 die Reihenschaltung von Spule (vorgestellt zunächst als Reihenschaltung einer wohlmöglich frequenzabhängigen Induktivität und eines ebenfalls frequenzabhängigen Serienwiderstandes > =Rdc) mit einem Testkondensator und einem Abgleich-Widerstand R3, hier ein (tatsächlich drei) Helipot.
Methode: man greife sich einen "geeigneten" Kondensator, stimme den Tongenerator auf die Serien-Resonanz-Frequenz ab (das ist die, bei der die Spannung an Messpunkt1 minimal wird), und stelle das Helipot so ein, daß an Messpunkt2 genau die halbe Spannung ankommt.
Bei der Serien-Resonanz kompensiert die imaginäre Impedanz von Ctest gerade die der Induktivität der Spule. Nun kann man den Tongerator mal kurz abklemmen oder den Pegel auf Null setzen und mit einem Multimeter R3 messen. Bei dieser Frequenz ist R(f))=R3.
Mit dem (oder einem anderen) Multimeter mißt man noch die Frequenz des Tongenarators und bei Gelegenheit die Kapazität von Ctest.
Das wiederholt man mit diversen anderen Kondensatoren, bis man den gewünschten Frequenzbereich mit etlichen Messwerten abgedeckt hat.
Der Vorteil der Methode ist, daß der Frequenzgang von Tongenerator und Millivoltmeter nicht eingeht, weil man immer nur ein Verhältnis (1/2) auswertet. Ins Ergebnis gehen ein die DC-Messung von R3, die Frequenzmessung und der Wert von Ctest.
Wenn man das Modell nicht weiter verfeinert, ergibt sich die gesuchte Induktivität zu L(f)=1/((2*pi*f)^2 *Ctest)
Hier nun die Ergebnisse:

Die Kurve mit den blauen Sternen zeigt den frequenzabhängigen Serienwiderstand, der von links aus dem Gleichstrom-Widerstand noch oben abdüst.
Darüber mit den türkisen Rechtecken der Betrag der Spulen-Impedanz.
Hier die Induktivität der Spule:

Sie krebst über dem Audio-Bereich bei 50 mH herum und schmiert darüber auf unter 40 mH ab.
Und nun der kritische Parameter für die Möglichkeit, durch Ausnutzung einer Serien-Resonanz mit niedrigerer HF-Bias-Spannung auszukommen, die Güte Q:

Im mittleren Bereich wird eine Güte von um 5 erreicht, aber da wo es für Lösch-/Bias-Frequenzen interessant wird, fällt die Kurve auf enttäuschend kleine Werte ab (2,5..3 um 50 kHZ, 2 um 65 kHz, <1 oberhalb 85 kHz). Da kann man nur hoffen, daß das beim AK ber B77 (der ja nur 10 mH hat) noch besser aussieht.
So eine Mess-Serie ermöglicht, ein noch detailliertes Modell der Kopf-Impedanz zu berechnen. Der steilere Anstieg des Serien-Widerstandes oberhalb 50 kHz ist ein Indiz dafür, daß sich in der Wicklung eine Parallel-Resonanz infolge der Streu-Kapazitäten anbahnt.
Mit einem komplexen Fit an die Messdaten bekommt man dieses Modell der Spule:

Darin ist R3 der Gleichstrom-Widerstand.
Die übrigen Rs und Ls bilden die Frequenzabhängigkeit des effektiven R(f) und L(f) nach.
C1 produziert die Parallel-Resonanz bei noch etwas höheren Frequenzen.

MfG Kai

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51

Wednesday, January 31st 2018, 9:16am

Hallo Kai,

das ist sehr eindrucksvoll! Ich brauche aber noch eine Weile zum Verdauen - möglicherweise erst am Wochenende.

Viele Grüße
Andreas

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Sunday, February 4th 2018, 2:56pm

Hallo,

ein kurzes Lebenszeichen von mir:

Bevor ich mit der HF-Seite weitermache, habe ich mich zwischendurch der Ansteuerung für den Prototypen gewidmet. Diese günstige (<10€) 8-Kanal-Relaiskarte hat mir der Arduino-Bastelboom beschert:



Jetzt endlich habe ich das passende Kabel gelötet, um sie an der Parallelport anzuschließen:



Dabei musste ich mich erst noch mit den elektrischen Gepflogenheiten solcher Schnittstellen vertraut machen - schienen doch Dioden und Optokoppler auf der Relaiskarte falsch gepolt zu sein. Nun habe ich gelernt, dass ein Parallelport mehr Strom versenken als liefern kann, und das eine durchaus übliche Beschaltung ist. Diese Anleitung war für mein Verständnis äußerst hilfreich. Nur brauche ich dann eben noch eine 5V-Versorgung

Die Spulen der Relais sind vom Steuer-Port durch Optokoppler getrennt. Das wollte ich natürlich nicht aufgeben, deswegen werden die Relais aus einem alten Steckernetzteil, und die Schnittstelle kurzerhand aus dem USB des gleichen Rechners versorgt. Das sieht dann so aus:



Ein kurzer Funktionstest (ohne Parallelport, sondern mit einer Drahtbrücke) war positiv. Später am Tage (oder auch erst in den nächsten Tagen) versuche ich das dann auch mit Rechner :)

Weil ich kaum Widerstände herumliegen habe, musste ich welche einkaufen:



Diese werde ich dann in der weiter oben gezeigten Weise an die Karte klemmen, danach "trocken" den Gesamtwiderstand bei verschiedenen anliegenden Daten messen - und zuletzt das Ganze auch an der B77 probieren.

Mühsam nährt sich das Eichhörnchen im Winter...

Viele Grüße
Andreas


Nachtrag: Auch am Rechner funktioniert der Aufbau in der erwarteten Weise - bisher auch ohne erkennbare Schäden am Parallelport 8) Relais-Klackern anhören oder Lauflichter anschauen ist zwar 5 Minuten lang interessant - aber nutzt sich auch schnell ab: Ich muss wohl doch weitermachen ;)

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53

Wednesday, February 7th 2018, 11:54pm

Andreas hat mir (für einen hoffentlich guten Zweck) einen B77 Aufnahme-Kopf mit der Bezeichnung 022 zur Verfügung gestellt.
An dem hab ich heute erste Messversuche gemacht mit einem alten Audio-Messplatz, den ich mal (im vorigen Jahrhundert) für Lautsprecher-Prüfungen (Thiele-Small & Co.) gebaut habe.
Ist also für eher kleine Impedanzen gedacht (und nicht für 150 kHz). Aber was man selbst verbrochen hat, läßt sich leichter modifizieren als Fremdprodukte.
Anbei ein Plot des Betrags der Impedanz der unteren Wicklung im Frequenzbereich 200 Hz - 25 kHz:

Mit einem Stromgenerator kann das System nicht dienen. Deshalb ich einmal mit Quell-Widerstand 2757 Ohm gemessen (blau Z1a), und als ich merkte, daß das am oberen Ende des Frequenzbereichs schon zu niederohmig ist, nochmal mit auf 25287 Ohm erhöhtem Innenwiderstand (gräulich Z2a). Für letztere gibt es auch noch eine (tentativ) um den Innenwiderstand korrigierte Kurve (rot gestrichelt Z2ak).
Bei der zweiten Messung mußte ich die Empfindlichkeit "aufreissen", deshalb sieht sie insbesondere am unteren Ende zappeliger aus und gibt den vom Gleichstom-Widerstand hochkommenden Anfang der Kurve nicht so gut wieder wie die erste Messung. Rdc1 wurde per Multimeter als ~14,3 Ohm ermittelt. Die am Audioplatz benutzten Strippen haben dem noch 1,1 Ohm hinzugefügt, so daß die blaue Kurve bei Messung ab 20 Hz bei etwa 15,4 Ohm begann (hier nicht zu sehen).
Zum Vergleich ist noch der Impedanzverlauf einer idealen 6,6 mH Induktivität (hellgrün) geplottet.
Die dickere schwarz gestrichelte Kurve zeigt einen Modell-Fit an die Kombination von blauer Kurve (200-4000 Hz) und rot-gestrichelter Kurve (4k-25kHz). Hier das Modell:

L1 und L2 ergeben zusammen knapp 6,6 mH. R1 und R2 sind Verlustwiderstände der Wicklung. R3 der Gleichstrom-Widerstand (plus Strippen).

MfG Kai

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54

Thursday, February 8th 2018, 12:33am

Hallo Kai,

vielen Dank - damit wäre das Verhalten über den Audiobereich schonmal bekannt.

Ich kann es aber mangels Erfahrung nicht einordnen - sieht das "normal" aus, hättest Du es etwa so erwartet?

Viele Grüße
Andreas

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55

Thursday, February 8th 2018, 1:06am

Mehr Erfahrung mit Tonköpfen hab ich bestimmt nicht.
Er ist wesentlich nieder-ohmiger als die paar Köpfe, die ich bisher in Fingern hatte.
Soweit ich mich erinnere, liegen/lagen die Induktivitäten bei Uher Royal und RdL bei 150 mH und 100 mH (50 mH hab ich da bei zwei ganz abgeschliffenen gesehen), und die Gleichstrom-Widerstände etwa 10-mal so hoch.
Den Wert bei der N4504 hab ich vergessen, war aber wohl auch nicht so auffällig niedrig.
Das waren aber auch 4-Spur-Köpfe, bei denen vermutlich aus Platzgründen deutlich dünnerer Draht verwendet wurde.

Vielleicht hat man den AK 022 so mit so niedriger Impedanz versehen, damit er für die hohe Biasfrequenz von 150 kHz noch taugt. Bei den Uher-Geräten liegen die Frequenzen wohl eher bei 60..80 kHz.

Die Verluste und die Induktivitätsabnahme zu hohen Frequenzen werden durch die Kopplung zum Metallgehäuse bestimmt (Wirbelströme) und Skin- & Proximity-Effekt in den eigenen Drähten. Wenn da aus Bequemlichkeit Volldraht verwendet wurde, sieht es bei letzteren Effekten schlechter aus.
Bei ganz starken Wirbelstrom-Effekten würde die Impedanz nur noch etwa mit Wurzel(f) zunehmen (statt mit f) und der frequenzabhängige Verlustwiderstand (hier durch verteilte Festwiderstände approximiert) mit Wurzel(f) ansteigen.

Die Effekte sind hier aber gering. Das sieht bei den Schwingspulen mancher Lautsprecher viel drastischer aus, so daß die Angabe einer Schwingspulen-Induktivität eigentlich gar keinen Sinn macht.

MfG Kai
Nachtrag: Wenn man die Hoffnung hegt, man könne bei der Bias-Frequenz durch Ausnutzung eines Resonanz-Effektes HF-Speisespannung einsparen, darf man nicht den Sperrkreis zum NF-Teil vergessen: Der könnte bei schlechter Güte die edle Absicht noch vermasseln...
Er liegt nämlich über 3nF nach Masse HF-mäßig so gut wie parallel zum AK.

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56

Friday, February 9th 2018, 12:33am

Heute hab ich bei Frequenzen von ca. 2kHz bis 250 kHz gemessen. Leider versagte die in #50 beschriebene Methode bei Frequenzen oberhalb 80 kHz indem sich keine Minima mehr fesstellen ließen. Deshalb bin ich dann zu anderen Meßmethoden übergegangen. Da ich das alles lieber nochmal überprüfe, hier noch keine Details, sondern nur ein Wert für 149,7 kHz.
Da bekomme ich "momentan" raus Z=R+jX=2369 + j 1342 Ohm. Der Wert von X entspräche, wenn er auf einer Induktivität (omega L) beruhen würde, einem L ~ 1,427 mH.
Wegen der geringen Güte ist damit nur ein Pegelgewinn von schlappen 1.2 dB möglich.

MfG Kai

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57

Friday, February 9th 2018, 7:33pm

Die gute Nachricht zuerst:
Überprüfung und anschließende Neumessung nach einer verfeinerten Methode führten zu günstigeren Spulen-Werten.
Die schlechte Nachricht:
Trotzdem reicht es nicht zum Glücklich-Werden.
Hier Serien-Widerstand R, Reaktanz X und Betrag der Impedanz |Z| zwischen 6 und 155 kHz:

|Z| (rot) und X (türkis) steigen unterproportional mit der Frequenz f an, zum Vergleich schwarz gestrichelt eine 6,2 mH Spule,
R (grün) steigt überproportional mit f an.

Die Folge ist, daß die Spulen-Güte Q=X/R mit zunehmender Frequenz immer kleiner wird:

Bei 150 kHz ergeben sich hier Q ~ 1,19.
Bei diesen Werten erreicht man mit Spannungsspeisung über eine Serien-Kapazität von 362.8 pF einen 3.83 dB (156 %) höheren Spulenstrom, bzw. man erreicht mit 64.3 % der Spannung den gleichen Strom. Statt der Maximalspannung laut B77-Manual von 55 Veff käme man also mit 35 Veff aus (sofern die HF-Sperre die Güte nicht weiter reduziert).

Betrachtet man X/(2 pi f) als Induktivität, so nimmt die von über 6 mH auf ~ 3.1 mH @ 150 kHz ab.


Diese Messungen fügen sich ohne Bruch an die bei tieferen Frequenzen aus #53 an:


MfG Kai

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Friday, February 9th 2018, 11:34pm

Hallo Kai,

vielen Dank für Deine Messung! Wenn sich auch bei einem möglichen Oszillator-Neuentwurf durch eine Serienkapazität nicht viel Betriebsspannung sparen lässt, so haben wir doch jetzt immerhin ein tragfähiges Modell für Z(ω), mit dem man bei solchen Entwürfen arbeiten könnte :)

Wie sind denn jetzt in diesem Lichte die für den Kopf angegebenen 10 mH zu verstehen? Wenn man in Deine |Z|-von-Frequenz-Diagramm eine Gerade für 10 mH einzeichnet, dann schneidet sie die Messdaten wahrscheinlich bei der Frequenz, für die 10 mH gemessen und angegeben wurden, oder?

Weiter oben hattest Du davon gesprochen, dass es Polstellen geben kann und der Kopf dann jenseits davon "kapazitiv" wird - also |Z| mit steigender Frequenz wieder sinkt. Davon ist hier also nichts zu sehen.

Neumessung nach einer verfeinerten Methode

Aus Neugier - wahrscheinlich kann ich ja dabei was lernen: Wie hast Du denn jetzt gemessen?

Betrachtet man X/(2 pi f) als Induktivität, so nimmt die von über 6 mH auf ~ 3.1 mH @ 150 kHz ab.

In der ganzen Diskussion habe ich mich schon länger gefragt, wie sehr ich mich an die 150 kHz Oszillatorfrequenz der B77 gebunden fühlen will. Immerhin verwendet die A77 den gleichen Kopf mit 130 kHz, und in anderen Geräten kommen durchaus mal 100 kHz oder weniger vor. Gut, nach Deinem Q(f)-Diagramm würde das auch nicht viel ändern.

Ist eigentlich ein Zusammenhang zwischen Bandeigenschaften (also dem Datenblatt) und der Bias-Frequenz bekannt? Ich habe noch nicht davon gehört, und die Bias-Frequenz ist auch in den Datenblättern normalerweise nicht angegeben. Peter, liest Du mit, und weißt Du mehr?

Viele Grüße
Andreas

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Saturday, February 10th 2018, 1:19am

Das passende Modell zu dieser Messung hatte ich noch nicht angegeben.
In den Bezeichnungen des zweiten Bildes von #53 hat es die Werte:
R1=12.56 kOhm, L1=4.354 mH, R2=321,2 Ohm, L2=2.147 mH, R3= 15.4 (14.3) Ohm.

10 mH sehe ich da nicht. Der größte Wert lag bei ~ 6.6 mH.
Es stellte mal jemand die Frage, ob man an der Induktivität den Verschleiß/Abschliff des Kopfes sehen könnte.
Dazu müßte man mal einen garantiert unbenutzten typischen Kopf vermessen und die normale Streung der Parameter kennen.
Aufmagnetisierung reduziert wohl auch das L. Andereseits sollte man Nominalwerte auch nicht "überbewerten".

Wenn man das Serien-Ersatzschaltbild der Spule in das Parallel-Bild umrechnet, hat man bei 150 kHz ein Lp um 5 mH. Nimmt man 30 pF Streu-Kapazität an, käme man auf eine Parallel-Resonanzfrequenz von >411 kHz, da die Induktivät bis dahin ja weiter abnimmt. Man müßte also bei höheren Frequenzen messen, um davon etwas zu sehen. Bei Köpfen von Heimgeräten mit 50-150 mH liegen die Frequenzen deutlich tiefer.
Übrigens verläuft die Frequenzabhängigkeit des dazu gehörigen äquivalenten Parallel-Widerstandes Rp nahezu perfekt entlang einer Wurzel(f)-Kurve, wie es die Skin-Effekt Theorie beschreibt. (Lehrbeispiel in Standardwerken der Elektrotechnik).

Das Nicht-Erkennen des flachen Dips durch Serien-Resonanz oberhalb ~80 kHz lag wohl daran, daß die Empfindlichkeit meines Millivoltmeters bei höheren Frequenzen allmählich abfällt. Das verformt den Dip zu einer Art Tiefpass-Shelf -Funktion , also zu einer abschüssigen Stufe. Nachdem mir das klar wurde, hab ich einen alten Oszillografen genommen, der größere Bandbreite hat, den Hochpunkt der Halbbrücke (Messpunkt1 im Bild in #50) an den X-Kanal angeschlossen, den Meßpunkt2 zwischen Kopf und Fußpunkt-Widerstand (Helipot) an den Y-Kanal, nach wie vor das Millivoltmeter zum Einstellen auf 50% an Messpunkt 2, die Frequenz so eingestellt, daß die Lissajous-Figur auf dem Oszi zum diagonalen Strich wird. Vor dem Y-Eingang des Oszi mußte ich vorher noch mit einem Serien-RC Tiefpass die kleinere Bandbreite des X-Kanals ausgleichen, da sonst bei Anzeige gleicher Signale über X und Y die Ellipse schon etwas geöffnet ist. Tut man das nicht, gleicht man auf zu hohe Frequenzen ab.
Besser und bequemer wäre Messung mit einer Voll-Brücke, Referenz-Kanal fest auf 50%, und einem Differenz-Verstärker ausreichender Bandbreite im Brückenzweig, über den man dann Null-Abgleich mittels Frequenz und Fußpunkt-Widerstand in der ersten Halbbrücke durchführt.

Bei einer Güte von 2 (um 50 kHz) würde man ~ 7 dB gewinnen, bei Q=4 bereits ~ 12 dB (Faktor 4).

In der Literatur, die mir bisher unter die Augen kam, habe ich nur die "imperative" Aussage wahrgenommen, daß die Hysteresekurve beim Aufnahmevorgang im abklingenden Feld hinter der Hinterkante des Aufnahmekopfes noch möglichst vielfach durchlaufen werden sollte. Konkrete numerische Beschreibung der Abhängigkeit von der Bias-Frequenz sind mir nicht bekannt.
Viele Heim-Tonbandgeräte haben ja bekanntermaßen mit Bias/Löschfrequenzen deutlich unter 100 kHz auch bei 19 cm/s zufriedenstellend funktioniert.

MfG Kai

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60

Sunday, February 11th 2018, 1:31pm

Hallo,

aus gegebenem Anlass wollte ich mich nun auch an einer Impedanzmessung versuchen, habe aber dazu nebenan einen neuen Thread eröffnet, um die Themen ein wenig zu trennen: Impedanzmessung per Soundkarte.

Vor allem wollte ich sehen, wie sich mein Relaikarten-Widerstands-Aufbau dabei benimmt. Mit aller gebotenen Vorsicht, bevor die Fehler der Methode verstanden sind: Wie eine Induktivität scheint die Impedanz zu hohen Frequenzen anzusteigen:



Später mehr - jetzt ist erstmal die Familie dran :)

Viele Grüße
Andreas