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  • »andreas42« ist der Autor dieses Themas

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Samstag, 6. Januar 2018, 15:37

Bias-Einstellung per Schnittstelle

An verschiedenen Stellen (z.B. hier und hier) habe ich schon darüber geschrieben, dass ich gerne einen Weg hätte, den Vormagnetisierungsstrom nicht nur per Schraubenzieher, sondern direkt vom Rechner aus einzustellen.

Es gibt zwar Geräte, die das schon können (z.B. die Studer-Geräte ab A807, da gibt es Befehle auf der seriellen Schnittstelle) - aber leider liegen die allesamt außerhalb meines Hobby-Budgets...

Mir geht es in erster Linie um eine B77, die bisher meine Mess-Maschine ist, aber prinzipiell auch um die hier vorhandenen großen und kleinen ASCs. An sich ist das Problem ja überall ähnlich.

Wozu?

Nützlich wäre das vor allem beim Messen von Bandeigenschaften, weil dann der Rechner selbst zwischen zwei Durchläufen den nächsten Test-Arbeitspunkt einstellen könne. Damit wäre so eine Messung keine 20 Minuten Handarbeit mehr, sondern etwa 10 Minuten für den (unbeaufsichtigten) Rechner.

Aber auch im Normalbetrieb mit wechselnden Bandsorten könnte man dann die zum Band passende Einstellung einfach abspeichern und wieder abrufen, wenn man sie einmal gefunden hat. Dann müsste man aber eigentlich auch noch die übrigen Einmessparameter (Empfindlichkeit und Höhenanhebung) "elektrifizieren", dass es vollständig ist. Und die Bedienung irgendwie ins Gerät integrieren... naja, über-übernächstes Projekt...

Wie?

Schon vor fast zwei Jahren habe ich mit Kai zu der Frage diskutiert - und eine naheliegende Option leider gleich verwerfen müssen: Es gibt digitale Potentionmeter (z.B. AD8400) - aber die sind kein einfacher 1:1-Ersatz für das vorhandene Trimmpoti, denn ihr Regelbereich ist auf ihre Betriebsspannung beschränkt. Wir brauchen aber Spannungen im mittleren zweistelligen Volt-Bereich.

Zunächst mal den betroffenen Schaltungsteil der B77:



Die beiden Pfeile "BIAS L/R" oben rechts werden außerhalb der Platine (und des Ausschnitts) mit dem Nutzsignal gemischt und kommen links unten mit den Leitungen zu den Tonköpfen wieder in Bild.

Es geht also letzlich darum, die Funktion von R8/R11/R14/R18 durch Elektronik zu ersetzen.

Damals haben wir weitergehende Ansätze erstmal nicht verfolgt, zum Beispiel so einen:

Zitat von »kaimex (in PN)«


Für den Fall der HF-Vormagetisierung muß man sich auch nicht auf einen "floatenden" Serienwiderstand versteifen, es sei denn man will jede weitere Änderung an der Originalschaltung vermeiden. Man kann auch eine Stromspeisung realisieren, in der man einen digital einstellbaren Widerstand mit einem Bein an Masse (oder zumindest AC-Null) in der Gegenkopplung verwendet.


So weit, so gut.

Real existierende Beispiele

Nun habe ich mir mal die betreffenden Schaltungen von A807, C270 und B215 angesehen. Alle haben auch noch HX Pro and Bord, was ja auch signalabhängig die Vormagnetisierung verstellt - erscheinen mir aber zu kompliziert, um sie für meinen Zweck hier "einfach" nachzubauen.

Trotzdem hier mal eine colorierte Version vom B215:



Wenn ich die Schaltungsbeschreibung richtig nachvollzogen habe, dann ist in Rot die "Quelle" der HF, in Grün der für mich interessante Regelungsteil, in Cyan die HX-Pro-Logik und in Violett die HF-Endstufe für den Aufnahmekopf dargestellt.

In der C270 sieht es ähnlich aus - nur ist dort kein DA-Wandler im Spiel, sondern nur ein Poti, um die Referenz-Gleichspannung zu liefern. Das Prinzip ist aber ähnlich:

  • Gleichspannung für den HF-Sollwert
  • Gleichrichterschaltung für HX-Pro
  • OTA (Spannungsgesteuerter Verstärker)
  • Gegentakt-Endstufe aus 4 oder mehr Transistoren


Und nun?

Also, der Königsweg wäre sicher, in ähnlicher Weise Oszillator, OTA und Endverstärker einfach für die B77 nachzubauen. Dabei könnte man natürlich gleich HX-Pro nachrüsten - wenn es jemand haben will. Wäre mir jetzt aber als Projekt eigentlich eine Nummer zu groß.

Was meint Ihr? Geht das vertretbar auch einfacher?

Viele Grüße
Andreas

2

Samstag, 6. Januar 2018, 16:01

Motorpotis? So könnte der B77 Oszillator praktisch im Originalzustand verbleiben.
Alles Andere würde praktisch ein kompletter Ersatz der B77 Baustufen erfordern.

Bei den größeren/neueren Studer oder auch bei der Telefunken/AEG M20 gibt es noch einen anderen Ansatz. Dort wird die VM aus einem Takt gewonnen, die Amplitude der VM wird über eine PWM eingestellt, die HF-Leistungsendstufen sind Schaltverstärker.

Gruß Ulrich

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3

Samstag, 6. Januar 2018, 18:44

Es geht also letzlich darum, die Funktion von R8/R11/R14/R18 durch Elektronik zu ersetzen.
"Viele Wege führen nach Rom".
Oft hilft es, sich von der Original-Schaltung zu lösen, und sich stattdessen erst mal klar zu werden, was die Kern-Aufgabe ist.

Bei Ulrich's Verweis auf Motor-Potis hab ich erstmal die kleinen Ultraschall-Aktuatoren in Digital-Kameras bzw. den DSLR-Objektiven gedacht. Da könnte es aber ein Problem mit der Rückmeldung der Position geben, denn diese Systeme justieren nach einen Kontrast/Schärfe-Kriterium, nicht nach einer Soll-Position.

Zunächst mal für die von Tatendrang gefüllten Interessenten ein paar Links zu Resourcen über "Digital Resistors/Potentiometers":
https://en.wikipedia.org/wiki/Digital_potentiometer
http://www.analog.com/en/products/digita…roduct-overview
http://www.analog.com/media/en/news-mark…ect_Digipot.pdf
https://www.maximintegrated.com/en/pl_list.cfm/filter/dp
http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/01080a.pdf
http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND8414-D.PDF
https://www.arduino.cc/en/Tutorial/DigitalPotentiometer

Ein Rolle spielt natürlich auch die "Interface-Platform".
zB bei der Frage "wer merkt sich die Einstellung ?", das gesteuerte Bauteil selbst oder das Interface,
welche Steuersignale hat es ? Die miniaturisierten Potentiometer-ICs verwenden vielfach ein 2-Draht (ohne Masse) Interface/Protokoll, von denen es aber nicht nur eins gibt.

Wenn man an einer der von Andreas gezeigten Schaltungen sieht, daß der HF-Oszillator aus 2 Transistoren im Gegentakt besteht, wovon die meiste Leistung in den Löschkopf geht, fragt man sich natürlich, warum man für den Bias wohl eine Endstufe mit 4 oder mehr Transistoren brauchen sollte.
Um es da nicht zu übertreiben, sollten man erstmal aus der existierenden Original-Schaltung die Impedanz des Aufnahmekopfes bei der Bias-Frequenz und den höchsten Wert der Bias-Spannung ermitteln.
Die Köpfe sollen eigentlich mit Strom gespeist werden, deshalb wird die Schaltung klassisch passiv hoch-ohmig zum Anschluß an eine hohe HF-Spannung am Oszillator-Trafo ausgeführt.

Man kann die Stellglieder völlig aus dem Signalkreis herausnehmen, indem man für den Bias hinter den Oszillator eine simple Schaltstufe setzt (zB ein CMOS Buffer oder Inverter) an dessen Ausgang ein Serien-L + Parallel-C (nach Masse) Schwingkreis/Tiefpass angeschlossen ist, der einerseits die (ungeraden) Oberwellen etwas herabsetzt, andererseits mit seiner Güte eine Spannungs-Überhöhung auf ähnliche Werte wie zuvor am Oszillator-Trafo-Hochpunkt bewirken soll. Von da kann an nun wie bisher mit einem kleinen C zum Aufnahme-Kopf gehen. Der Bias-Pegel wird über die Betriebsspannung der Schaltstufe mit "geeigneten Stellgliedern" eingestellt.
Das ganz eventuell zweimal, falls man die Unterschiede zwischen beiden Kanälen/Köpfen nicht ausreichend für alle Pegel mit zwei Trim-Cs kompensiert bekommt.

Bei OTAs bzw. VCAs ist zu bedenken, daß man sich eventuell um deren Temperaturstabilität Gedanken machen muß.
Wenn das ganze nach Einstellung auch ohne PC autark laufen soll, braucht man natürlich Speicher für die Justagewerte.
Die o.a. Digital-Potis gibt es mit und ohne "Nonvolatile Memory" auf dem Chip.
Zwischen den Herstellern gibt es auch Unterschiede in den TempCos der Widerstände. Metallschicht-Performance kann man nicht erwarten.
Es macht auch nicht jeder Angaben zum "dynamischen" Verhalten der eingestellten Widerstände bzw. Teilfaktoren. Da muß man sich vergewissern, ob sie für Betrieb bis maximal 200 kHz tauglich sind.

MfG Kai

4

Samstag, 6. Januar 2018, 19:24

Problem mit der Rückmeldung der Position


Bei Auswahl des Potis ist es kein echtes Problem, eine Seite eines Doppelpotis (Stereo) für die HF, eine Andere für eine Gleichspannung (5V) als Ist-Geber.
Denkbar wäre aber auch eine direkte Auswertung der HF über Spannungsteiler und/oder Messgleichrichter.

Gruß Ulrich

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5

Samstag, 6. Januar 2018, 19:36

direkte Auswertung der HF über Spannungsteiler und/oder Messgleichrichter.
Das kann auch angezeigt sein, wenn einem "ein bischen Präzision" am Herzen liegt, man aber nicht sicher ist, welche Temperatur-Stabilität beim Herstellen eines resonanten LC-Kreises gelingt (oder hinten beim OTA rauskommt).
Allerdings, wer weiß, wie stabil die HF-Spannungsamplitude des Oszillators in Konsumergeräten ist ?

MfG Kai

6

Sonntag, 7. Januar 2018, 03:53

Daher eventuell doch der Verzicht von analogen Oszillatoren.
Wenn man wirklich alles komplett neu machen will ist die programmgesteuerte PWM die Lösung, bis ganz kurz vor den Köpfen alles auf digitaler Ebene. Der Hardwareaufwand ist gar nicht so groß, der (größere) Rest ist Software. Der Vorteil ist die nahezu absolute Kontrolle und die Reproduzierbarkeit über die VM.
Das ist ja so in der Praxis (Studer/AEG in 8 Bit/256 Stufen) schon vor über 30 Jahren umgesetzt worden.

Gruß Ulrich

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Sonntag, 7. Januar 2018, 12:40

Hallo Ulrich, hallo Kai,

vielen Dank für Eure Vorschläge und die rege Teilnahme! Ich will mal eine Zusammenfassung versuchen:

Motorpotis

Motorpotis? So könnte der B77 Oszillator praktisch im Originalzustand verbleiben.
Alles Andere würde praktisch ein kompletter Ersatz der B77 Baustufen erfordern.

Das wäre durchaus eine Überlegung wert. Ich würde auch vermuten, dass man eine Feedbackschleife braucht, was die Komplexität der Ansteuerung treibt - aber die Idee, die zweite Bahn eines Stereo-Potis dafür zu verwenden gefällt mir gut.

Trotzdem würde ich erstmal noch die anderen Ansätze ausloten wollen - vielleicht findet sich da ja eine realistisch gangbare Lösung, und auf jeden Fall lerne ich noch was dabei ;)


Digitalpotis / Regelung des B77-Oszillators auf der Sekundärseite

Vielen Dank für die Linksammlung - etwa zur Hälfte bin ich durch. So oder so - keines davon eignet sich als "1-Chip-Ersatz" für die vorhandenen Trimmwiderstände, sondern braucht immer noch eine Schaltung drumherum, oder?

Man kann die Stellglieder völlig aus dem Signalkreis herausnehmen, indem man für den Bias hinter den Oszillator eine simple Schaltstufe setzt (zB ein CMOS Buffer oder Inverter) an dessen Ausgang ein Serien-L + Parallel-C (nach Masse) Schwingkreis/Tiefpass angeschlossen ist, der einerseits die (ungeraden) Oberwellen etwas herabsetzt, andererseits mit seiner Güte eine Spannungs-Überhöhung auf ähnliche Werte wie zuvor am Oszillator-Trafo-Hochpunkt bewirken soll. Von da kann an nun wie bisher mit einem kleinen C zum Aufnahme-Kopf gehen. Der Bias-Pegel wird über die Betriebsspannung der Schaltstufe mit "geeigneten Stellgliedern" eingestellt.

Hm, das verstehe ich noch nicht wirklich - spontan kommen mir diese Fragen:
  • Macht so ein Buffer/Inverter nicht aus dem Sinus ein Rechteck?
  • Oder verhält er sich quasi analog, und die LC-Kombination ist "nur zum Nachputzen"?
  • Und als "geeignetes Stellglied" kommt doch so ein Digitalpoti wieder nicht in Frage, weil wir ja ca. ±50V regeln müssten?
  • Hält das so ein Buffer als Betriebsspannung überhaupt aus?

Könnte aber ein Weg sein...

Moderneres Schaltungskonzept

Wenn man wirklich alles komplett neu machen will ist die programmgesteuerte PWM die Lösung, bis ganz kurz vor den Köpfen alles auf digitaler Ebene. Der Hardwareaufwand ist gar nicht so groß, der (größere) Rest ist Software. Der Vorteil ist die nahezu absolute Kontrolle und die Reproduzierbarkeit über die VM.

Ich muss zugeben, die HF-Schaltung der A816 habe ich nicht ganz nachvollziehen können, und die der A820 habe ich gerade erst ausgedruckt. Meine Suche nach einem Service Manual der M20 war nicht erfolgreich - hat da jemand einen Hinweis für mich?

Ja, genau das klingt sehr attraktiv :)

Wenn ich eine Soundkarte mit 384 kHz Sampling-Rate hätte, wäre das gleichzeitig die einfachste Lösung. Leider hört es marktüblich bei 192 kHz auf, was gerade mal für vielleicht 90 kHz Bias reichen würde...

HF-Endstufe und Kopfimpedanz

Wenn man an einer der von Andreas gezeigten Schaltungen sieht, daß der HF-Oszillator aus 2 Transistoren im Gegentakt besteht, wovon die meiste Leistung in den Löschkopf geht, fragt man sich natürlich, warum man für den Bias wohl eine Endstufe mit 4 oder mehr Transistoren brauchen sollte.

Das habe ich mich auch gefragt - die 6-Transistoren-Endstufe in der C270 flößt mir schon Respekt ein...


Um es da nicht zu übertreiben, sollten man erstmal aus der existierenden Original-Schaltung die Impedanz des Aufnahmekopfes bei der Bias-Frequenz und den höchsten Wert der Bias-Spannung ermitteln.

Das werde ich mal tun. Gegen Masse liegt ja schon ein 100Ω-Widerstand, den ich für die Messung des HF-Stroms verwende. Sehe ich richtig, dass ich dann eigentlich nur bei laufender Aufnahme die Spannung am heißen und kalten Ende des Aufnahmekopf messen muss - den Rest erledigt das Ohmsche Gesetz?

Interface


Ein Rolle spielt natürlich auch die "Interface-Platform".
zB bei der Frage "wer merkt sich die Einstellung ?", das gesteuerte Bauteil selbst oder das Interface, welche Steuersignale hat es ?

Da wäre ich am Anfang ganz anspruchslos und pragmatisch: Es ist für den Messbetrieb völlig in Ordnung, wenn das ganze nicht ohne Rechner funktioniert. Nach dem Einschalten muss ich dann eben explizit einen Wert setzen.

Auch die Art des Interface ich mir relativ gleich - so ein Raspberry PI (den ich wohl erstmal verwenden würde) hat ja jede Menge IO-Ports, und ist gleichzeitig bequem (in Python! ) programmierbar. Parallel, Schieberegister, I²C, was auch immer.

Zur Produktreife wäre dann später sicher ein Mikrocontroller und ein brauchbares Interface (Drehencoder, Display, ...) an der Bandmaschine nötig - aber nicht jetzt.

Und jetzt?

Gute Frage. Ich würde jetzt - um Euer Wohlwollen nicht über Gebühr zu beanspruchen - so weitermachen:
  1. Kais Vorschlag zur HF-Regelung mit CMOS-Buffer verstehen - vielleicht ist das ja eine gangbare Lösung, ohne alles herauszureißen.
  2. Ausloten, wie aufwändig eine passende Neukonstruktion (ohne Trafo...) des gesamten Oszillators am Ende wäre.
  3. Motorpoti
  4. Low-Tech-Alternative - leider unter Verzicht auf die Fernsteuerbarkeit: Ersatz des Trimmpotis durch eine Reihe von Festwiderständen, die man mit Dip-Schaltern überbrücken kann.


Viele Grüße
Andreas

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8

Sonntag, 7. Januar 2018, 13:23

Ich fange mal hinten an:
In der Linksammlung kommen fertige Add-on-Boards für Arduino mit Digital-Poti vor.

Das mit dem Buffer hinter dem Oszillator ist anders gemeint:
Der macht ein Rechteck aus dem Sinus, bei CMOS in der Höhe der Betriebsspannung bis auf die Verluste durch Ausgangsstrom mal Ron der MOSFETs. Der angehängte Serien-LC-Kreis mit Güte >1 (zB 5...6) hebt darin die Grundwelle nochmals gegenüber den Oberwellen an und sorgt für die nötige Spannungsüberhöhung, um auf 50...60 V zu kommen. Wenn die Oberwellen-Unterdrückung ungenügend erscheint, muß man ein Filter höherer Ordnung benutzen oder statt dem einfachen Rechteckformer einen nehmen, der eine treppenförmige Sinus-Approximation vor dem Filter liefert. Das macht die Angelegenheit natürlich komplexer. Ich nehme an, ungerade Oberwellen sind nicht weiter tragisch im Gegensatz zu den geraden. Der Aufnahmekopf bewirkt mit seiner Induktivität (und Shunt-Kapazität) ja auch nochmal eine Oberwellenabsenkung in dem Stromanteil, der für die Magnetisierung sorgt.
Die Betriebsspannung des Buffers kann man mit DA-Wandlern oder Digital-Potis plus OPs oder Spannungsregler ala LM317 einstellbar machen, selbst wenn sie 300 V beträgt. CMOS-Buffer der alten HEF4000 Serie vertragen Spannungen bis 15 (18V), manche sogar 22V. Es sollte also die Betriebsspannung des HF-Oszillators in vielen Fällen dazu geeignet sein.
Wenn die Spannungsgewinnung per Resonanztransformation nicht gefällt, muß man eine Treiberstufe mit zB Video-Transistoren an ausreichend hoher Betriebsspannung vorsehen, die aber in Transistor-Tonbandgeräten nicht bereits zur Verfügung steht. Deren Verstärkung kann man auch durch DA-Wandler oder Digital-Potis in der Gegenkopplung steuern, ohne daß die mit der hohen Kollektorspannung zu tun bekommen.

Bei der Messung am Aufnahmekopf im Tonbandgerät liegt am Kopf auch noch die NF-Speisung.
In beides fließt HF-Strom, wenn im NF-Pfad kein Sperrkreis für die HF eingefügt ist.
Am Fußpunkt-Widerstand des Kopfes erwischst du nur den Strom durch den Kopf.
Ist auch nützlich für die Impedanz des Kopfes, für die HF-Speisung ist aber der effektive Gesamt-Leitwert (Admittanz) relevant.

MfG Kai

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Sonntag, 7. Januar 2018, 14:27

Hallo Kai,

hier eine erste Messung der Impedanz, noch bevor ich Deinen letzten Beitrag gelesen habe:



Gemessen habe ich U1 und U2 bei Aufnahme (also 150 kHz Osizllatorfrequenz), ohne NF-Signal bei drei verschiedenen Trimmer-Stellungen, mit meinem UNI-T UT803. Auch den Fußpunktwiderstand habe ich damit gemessen. Ich erhalte folgende Messwerte und Rechenergebnisse:

Quellcode

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6
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   U₁   |  U₂    ||     I    |     Uk   |   Zk    |                                  
--------+--------++----------+----------+---------+----------------------
 7.58 V | 150 mV ||  1.51 mA |  7.430 V | 4.91 kΩ | Linksanschlag
19.89 V | 395 mV ||  3.98 mA | 19.495 V | 4.89 kΩ | üblicher Arbeitspunkt
47.41 V | 992 mV || 10.01 mA | 46.418 V | 4.63 kΩ | Rechtsanschlag

mit R₃ = 99.1 Ω
und I  = U₂ / R₃
    Uk = U₁ - U₂
    Zk = Uk / I = R₃ * (U₁/U₂ - 1)


Mich wundert etwas, dass zumindest beim höchsten Wert die Impedanz vom Strom abhängt - ein Sättigungseffekt?

Ansonsten wären es also knapp 5 kΩ.

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 7. Januar 2018, 14:38

Hallo Kai,

Das mit dem Buffer hinter dem Oszillator ist anders gemeint:


ok, das muss ich mir mal aufmalen und darüber brüten.

Wenn die Spannungsgewinnung per Resonanztransformation nicht gefällt, muß man eine Treiberstufe mit zB Video-Transistoren an ausreichend hoher Betriebsspannung vorsehen, die aber in Transistor-Tonbandgeräten nicht bereits zur Verfügung steht. Deren Verstärkung kann man auch durch DA-Wandler oder Digital-Potis in der Gegenkopplung steuern, ohne daß die mit der hohen Kollektorspannung zu tun bekommen.


Ah - aber die höhere Spannung müsste natürlich irgendwo herkommen. Hm.

Bei der Messung am Aufnahmekopf im Tonbandgerät liegt am Kopf auch noch die NF-Speisung.
In beides fließt HF-Strom, wenn im NF-Pfad kein Sperrkreis für die HF eingefügt ist.


So sieht der Aufnahmeverstärker an dieser Stelle aus:



Ich würde sagen, L3/C27 ist der gesuchte Sperrkreis, oder?

(nebenbei: Ich dachte an so einen einfachen Treiber auch für die HF - das meintest Du mit dem oben zitierten Vorschlag, oder?)

Am Fußpunkt-Widerstand des Kopfes erwischst du nur den Strom durch den Kopf.
Ist auch nützlich für die Impedanz des Kopfes, für die HF-Speisung ist aber der effektive Gesamt-Leitwert (Admittanz) relevant.


Das habe ich nicht verstanden... interessiert uns nicht möglichst nur der Kopf (und seine Impedanz), weil sich alles andere außenrum ja potentiell sowieso ändert?

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 7. Januar 2018, 15:01

Hast du dich vergewissert, daß dein Multimeter für Messungen bei 150 kHz geeignet ist ?
Die meisten gehen nur bis zu ein paar kHz.
Hat nicht eines deiner Bandgeräte sogar 200 kHz HF-Frequenz ?

Im Allgemeinen ist die Frage: Welche Last wird die HF-Speisung sehen ? Es gibt auch Bandgeräte ohne Sperrkreis, bei denen die NF über ein paar kOhm auf den Kopf gegeben wird, manchmal als T-Glied mit zwei Widerständen und einem Kondensator vom gemeinsamen Knoten nach Masse. In den Kopfseitigen Widerstand fließt dann auch HF-Strom, belastet also auch die HF-Quelle.

Gibt es Werte für die Induktivität des Aufnahmekopfes ? Damit solltest du mal deine Meßergebnisse per j omega L +Rdc vergleichen.

Der "einfache Treiber" in deinem Schaltungsauszug ist schon was besseres, als man in vielen Tonbandgeräten vorfindet: Der obere Transistor verhält sich bei hohen Frequenzen wie eine Stromquelle und geht bei tiefen in eine Spannungsquelle mit ein bischen Innenwiderstand über. Dazwischen hat das Ding dann naturgemäß induktives Verhalten. Bei einem HF-Treiber für feste Frequenz könnte man den auch durch eine Induktivität oder einen Resonanzkreis (beide optional mit einem Parallelwiderstand bedämpft) ersetzen. Dann kommt man mit weniger Betriebsspannung aus.

MfG Kai

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Sonntag, 7. Januar 2018, 16:45

Hallo Kai,

Hast du dich vergewissert, daß dein Multimeter für Messungen bei 150 kHz geeignet ist ?
Die meisten gehen nur bis zu ein paar kHz.


laut Anleitung geht es bis 100 kHz; Ulrich hat mal in einer anderen Diskussion überprüft, ob es bei 150 kHz noch vertretbar misst:

Ich habe es gerade mal mit dem UT804 ausprobiert. Die Abweichung 1kHz zu 100kHz berug etwa 4% und blieb so bis ca. 350kHz in dem Bereich. Darüber hinaus wurde die Anzeige unstabil.


Im Ergebnis hier ist auch nur das Verhältnis der Spannungen drin - manche Unsicherheiten heben sich damit auch direkt weg. Das Gerät nehme ich sonst auch immer zur Bias-Strom-Messung.

Gibt es Werte für die Induktivität des Aufnahmekopfes ? Damit solltest du mal deine Meßergebnisse per j omega L +Rdc vergleichen.


Laut Studer-Kopfliste sollte er 10 mH haben. Dann komme ich auf ωL = 2π * 100 kHz * 10 mH ≈ 6.3 kΩ - was zumindest mal in der richtigen Größenordnung läge. Rdc habe ich noch nicht bestimmt.

Bei einem HF-Treiber für feste Frequenz könnte man den auch durch eine Induktivität oder einen Resonanzkreis (beide optional mit einem Parallelwiderstand bedämpft) ersetzen. Dann kommt man mit weniger Betriebsspannung aus.


Ah - das wäre doch ein Ansatz :)

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 7. Januar 2018, 17:06

In Beitrag #9 hast du 150 kHz (nicht 100 kHz) genannt.

MfG Kai

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Sonntag, 7. Januar 2018, 17:52

Ja, da hast Du natürlich Recht... es sind 150 kHz, also:

ωL = 2π * 150 kHz * 10 mH ≈ 9.4 kΩ

Nicht mehr ganz so dicht dran. Unsicherheiten: Ich weiß nicht, ob die 10 mH stimmen (falls Kopf und Tabelle doch nicht übereinstimmen), und ob sie bei 150 kHz gemessen sind, falls das viel ausmacht. Den Einfluss des Messgerätes auf das Verhalten der HF kenne ich auch nicht (für die Messung am heißen Ende).

Wie genau müssen wir es denn wissen? Reicht die Größenordnung "etwa 5 bis 10 kΩ"?

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 7. Januar 2018, 19:40

Die spezifizierte Induktivität beim Aufnahme- und Wiedergabekopf ist idR bei Audio_Frequenzen gemessen, vermutlich bei 1 kHz.
Das muß bei 150 kHz nicht mehr stimmen.
Bei hohen Frequenzen machen sich zunehmend die Wirbelstromeffekte in der metallischen Umgebung der Spulen und die Streu-Kapazitäten der Wicklung und zur Umgebung bemerkbar.
Erstere bewirken, daß bei hohen Frequenzen die Impedanz nicht mehr ~f sondern eher wie ~sqrt(f) ansteigt. Im Modell aus konzentrierten Bauelementen Rdc + Induktivität ist dann letztere selbst durch zB einen Kettenleiter aus L1//R1-L2//R2-... oder eine Abzweigschaltung aus Ls & Rs zu ersetzen. Die Streukapazitäten liegen darin parallel zum L bzw, zu den Teil-Ls und bewirken, daß das Gebilde (multi-)resonant wird (mit endlicher Güte). Es ist also durchaus möglich, daß die erste Eigenresonanz unterhalb der Löschfrequenz liegt. Dann wäre die Impedanz garnicht mehr induktiv sondern kapazitiv. Raus kriegt man sowas, indem man die Impedanz mit einem Sweep-Oszillator über einen relevanten Frequenzbereich mißt oder zumindest mit einigen verteilten Stichproben über den Bereich. Das nächst komplexere Spulen-Modell wäre Rs+ L1//Rp mit einem Cp darüber. Rp wird man bei der Resonanzfrequenz aus der Güte ermitteln. Rs ist bei hohen Frequenzen > Rdc.
"Wie genau muß man es wissen ?" Das ist Geschmacksache. Je mehr man weiß, umso bessere "Karten" hat man...
Wenn der Kopf bereits kapazitiv ist, bekomme ich mit einem Serien-C davor keine Resonanz-Überhöhung der Spannung zustande, mit einem Serien-L wäre es "im Prinzip" möglich. Ob tatsächlich, darüber entscheiden die Zahlen.
Wenn man nix weiß, muß man fummeln/probieren... (was nicht bedeutet, daß das in jedem Fall länger dauert).

MfG Kai

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Sonntag, 7. Januar 2018, 20:09

Hallo Kai,

Du hast mir ja neulich schonmal aufgetragen, Kopf-Impedanzen mit der Soundkarte zu messen... vielleicht ist jetzt der richtige Zeitpunkt, das nochmal auszugraben - wenn auch nur bis maximal Fs/2, sprich 96 kHz.

Für höhere Frequenzen fehlt mir leider der Frequenzgenerator - wäre vielleicht mal ein Anlass, einen anzuschaffen. Auch habe ich eine Soundkarte mit 768 kHz Sampling-Rate gefunden: RME ADI-2 Pro. Leider liegt sie preislich etwa bei einer A807, und ist auch sonst für RME ungewohnt High-End-angehaucht...

"Wie genau muß man es wissen ?" Das ist Geschmacksache. Je mehr man weiß, umso bessere "Karten" hat man...
Wenn der Kopf bereits kapazitiv ist, bekomme ich mit einem Serien-C davor keine Resonanz-Überhöhung der Spannung zustande, mit einem Serien-L wäre es "im Prinzip" möglich. Ob tatsächlich, darüber entscheiden die Zahlen.

Gut, das ist doch Grund genug :)

Danke für die ausführliche Erklärung!

Viele Grüße
Andreas

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Sonntag, 7. Januar 2018, 20:45

Mich wundert etwas, dass zumindest beim höchsten Wert die Impedanz vom Strom abhängt - ein Sättigungseffekt?
Das würde ich erst in Betracht ziehen, wenn eine Frequenz-Änderung des Oszillators als Ursache nicht in Frage kommt.
Hattest du für den letzten Meßwert die Potis auf Null gedreht ?
Dann "sieht" der Oszillator die stärkste kapazitive Belastung und könnte mit einer Frequenzabnahme reagieren.

Man kann ja auch schon aus dem Verhalten von d|Z|/df Schlüsse ziehen über das zweckmäßige Modell bei der Frequenz (>0 : induktiv, <0 : kapazitiv).
Dazu müßtest du die Oszillator-Frequenz mal vorsätzlich durch ein Parallel-C herabsetzen und den Differenzen-Quotienten aus |Z1| , |Z2| und f1, f2 berechnen.

MfG Kai

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Sonntag, 7. Januar 2018, 22:56

Hattest du für den letzten Meßwert die Potis auf Null gedreht ?
Dann "sieht" der Oszillator die stärkste kapazitive Belastung und könnte mit einer Frequenzabnahme reagieren.


Ja - das Poti war am rechten Anschlag. Ich habe noch ein paar Messpunkte aufgenommen:

Quellcode

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   U₁   |  U₂    |     f     ||     I    |     Uk   |   Zk    
--------+--------+-----------++----------+----------+---------
 7.58 V | 149 mV | 150.5 kHz ||  1.50 mA |  7.431 V | 4.94 kΩ
20.22 V | 397 mV | 150.1 kHz ||  4.01 mA | 19.823 V | 4.95 kΩ
24.97 V | 494 mV | 150.0 kHz ||  4.98 mA | 24.476 V | 4.91 kΩ
34.47 V | 695 mV | 149.5 kHz ||  7.01 mA | 33.775 V | 4.82 kΩ
47.40 V | 997 mV | 148.7 kHz || 10.06 mA | 46.403 V | 4.61 kΩ

mit R₃ = 99.1 Ω
und I  = U₂ / R₃
    Uk = U₁ - U₂
    Zk = Uk / I = R₃ * (U₁/U₂ - 1)


Diesmal habe ich jeweils noch im Frequenz-Messbereich am heißen Ende des Kopfes die Oszillatorfrequenz gemessen. Und siehe da, sie wird kleiner, Deine Vermutung schint zu stimmen.

Aber leider: Wer misst, misst Mist! Als ich am Ende der Messreihe die Frequenzmessung versehentlich inkosistent am kalten Ende des Kopfes gemacht habe (hing einfach mit der Reihenfolge des Umsteckens zusammen), war der Frequenzeinbruch auf einmal kleiner!

Ich nehme also an, dass die kapazitive Belastung des Oszillators nicht vom Kopf, sondern vom Messgerät bzw. den Leitungen zu selbigen kommt. Damit ist auch anzunehmen, dass sämtliche gemessenen U₁ davon betroffen sind.

Mit diesem Misserfolg lasse ich das Thema für heute ruhen.

Dazu müßtest du die Oszillator-Frequenz mal vorsätzlich durch ein Parallel-C herabsetzen


Hm, sowas in der Art habe ich ja jetzt schon getan, oder? Für einen weiteren Versuch: Welche Kapazität würdest Du denn vorschlagen, dass ich in meiner Kiste kramen gehen kann?

Viele Grüße
Andreas

19

Sonntag, 7. Januar 2018, 23:38

Low-Tech-Alternative - leider unter Verzicht auf die Fernsteuerbarkeit: Ersatz des Trimmpotis durch eine Reihe von Festwiderständen, die man mit Dip-Schaltern überbrücken kann.


Das könnte man ja auch etwas "aufboren"und ein Widerstandsnetzwerk (R2R) über Relais schalten. 8 Relais ergeben wieder 256 Stufen, wobei die unterste Stufe ja nicht Null sein muss. Ein selbst gebautes digitales Poti.

Gruß Ulrich

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20

Montag, 8. Januar 2018, 00:55

Für die nötige Kapazität spielt es natürlich eine Rolle, wo du sie bequem anbringen kannst.
Dafür kämen in Frage:
parallel zu C8,
von Anschluß 7 des HF-Trafos nach Masse,
von Anschluß 8 des HF-Trafos nach Masse.
Letzterer ist der "sensibelste". Aus meßtechnischen Gründen sollte man immer einen unsensiblen nehmen.
Ich nehme an, das wäre die erste Option.
Dann das C so groß, daß die Deltas, die du messen kannst, signifikant sind.
An sensible (heiße) Schaltungspunkte darf/sollte man immer nur mit Spannungsteilern gehen.
In den Uher-Service-Hinweisen sind für die Messung der HF-Spannung Spannungsteiler von 1/100 oder gar 1/1000 vorgesehen. Das dient einerseits der Sicherheit, andererseits soll dadurch die Rückwirkung der Messung auf das Meßobjekt klein gehalten werden.
Wie du hier siehst, gibt es nicht erst in der Quantenmechanik einen Einfluß der Beobachtung auf das Geschehen... ^^

Die meisten Kabel (Koax/Zweidraht) haben um 100 pF/m. Bei ähnlich langen Bananen-Leitungen hängt die Kapazität stärker von der Umgebung ab und ob du sie anfaßt etc.. Dafürgegen hat man die Tastköpfe erfunden, d.h. vorne an die Spitze der Meß-Strippe kommt erstmal ein Widerstand, der die Kapazität der Leitung ein bischen von dem Meßobjekt abkoppelt.
Die eigenen (anfänglichen) Mißerfolge im Labor haben eine große Lehrwirkung, die kein Lehrbuchstudium ersetzen kann.

MfG Kai

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21

Dienstag, 9. Januar 2018, 00:20

Hallo Ulrich,

Das könnte man ja auch etwas "aufboren"und ein Widerstandsnetzwerk (R2R) über Relais schalten. 8 Relais ergeben wieder 256 Stufen, wobei die unterste Stufe ja nicht Null sein muss. Ein selbst gebautes digitales Poti.


:!: Das ist ein sehr interessanter Vorschlag! Danke!

Einen ähnlichen Gedanken hatte ich schon schnell wieder verworfen, bevor ich mich damit hier blamieren konnte: Ich wollte es mit Transistoren als Schalter versuchen - bis mir wieder klar wurde, dass ich hier Wechselspannungen schalten will...

Fertige Karten mit 8 (wohl überdimensionierten) Relais bekommt man für nicht viel Geld, sogar mit USB-Anschluss. Ich muss mal auf die Suche gehen, was der Arduino-Bastel-Boom uns alles beschert hat :)


Hallo Kai,

Für die nötige Kapazität spielt es natürlich eine Rolle, wo du sie bequem anbringen kannst.


"bequem" ist eigentlich nur, wenn sie parallel zum Aufnahmekopf liegt... dann müsste ich die Maschine nichtmal öffnen :whistling:. Ich schau es mir nochmal bei Licht aus der Nähe an.

Dafürgegen hat man die Tastköpfe erfunden, d.h. vorne an die Spitze der Meß-Strippe kommt erstmal ein Widerstand, der die Kapazität der Leitung ein bischen von dem Meßobjekt abkoppelt.


Bisher habe ich keinen im Haus, aber das wäre mal ein Anlass, mir sowas anzuschaffen.

Die eigenen (anfänglichen) Mißerfolge im Labor haben eine große Lehrwirkung, die kein Lehrbuchstudium ersetzen kann.


Ja, da hast Du wohl Recht :)

Mein Weihnachtsurlaub ist zu Ende - unter der Woche wird es wieder etwas langsamer vorangehen.

Viele Grüße
Andreas

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22

Dienstag, 9. Januar 2018, 11:15

Mit Transistoren kann man durchaus Wechselspannungspannung schalten. Das wird in manchen älteren Tonbandgeräten auch so gemacht. Dann handelt es sich aber um Schalter, die einen Shunt-Pfad nach Masse kurzschließen oder öffnen. So werden auch die Widerstandsabzweignetzwerke in vielen DA-Wandlern geschaltet. Bei bipolaren Transistoren erfordert dann der steuernde Basiskreis eine besondere Auslegung, damit bei der Polarität der Wechselspannung, für die die Kollektor-Basis-Diode im Sperrfall leitend würde, kein Strom über die Basis abfließt.
Besser geeignet sind FETs, da die sich im ON-Zustand bei kleinen Strömen noch besser wie niederohmige Widerstände verhalten und im Sperrfall nicht das o.a. Problem haben.
Die Zusatz-Kapazität zum Herabsetzen der Oszillator-Frequenz "gehört" möglichst direkt an den Oszillator. Parallel zum Aufnahmekopf ist die "abwegigste" Position. Da ist etwas weniger Bequemlichkeit angesagt.
Das mit dem Tastkopf hast du zu wörtlich genommen.
Kaufbare Tastköpfe sind für der Gebrauch an Oszillografen ausgelegt mit typisch 1 MegOhm Eingangswiderstand und enthalten deshalb einen 9 MegOhm Vorwiderstand und einen parallelen kapzitiven Teiler, der auf bestes Rechteck-Verhalten getrimmt wird.
Hier reicht ein Serien-Widerstand von typisch x00 kOhm an der Spitze deiner heißen Strippe. Der Wert ist so zu wählen, daß die Impedanz von Widerstand plus Streu-Kapazität und Meßgerät dahinter groß gegen die Quell-Impedanz am Meßpunkt ist und trotzdem noch genug Meßsignal am Meßgerät ankommt. Wenn man keine Entscheidungsgrundlage hat, muß man es ausprobieren.
Bias-Werte in der Nähe von Null sind sicher nicht von Interesse. Insofern ist auch kein vollständiges R2R-Netzwerk gefragt. Man sollte also erstmal grübeln, welchen Bias-Pegel-Bereich man abdecken möchte.

MfG Kai

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Dienstag, 9. Januar 2018, 11:42

Noch ein kurzer Querschuss: Wäre es eine Überlegung, den B77-Oszillator auf der Primärseite des Trafos zu regeln, z.B. dort, wo er seine 19V Betriebsspannung bekommt (siehe Plan im ersten Post), und würde das irgend etwas einfacher machen?

Den Rest arbeite ich heute Abend in Ruhe durch...

Viele Grüße
Andreas

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Dienstag, 9. Januar 2018, 13:52

Dann bräuchtest du 2 Oszllatoren, denn du willst ja nicht die HF-Spannung am Löschkopf verringern. Dann wäre die Frage, ob es Probleme gibt, wenn die unabhängig von einander schwingen (unterschiedliche Frequenzen) , oder ob Synchronisation erforderlich ist. In letzterem Fall wäre es dann vielleicht einfacher, meinen Vorschlag mit Rechteck-Buffern, gesteuerter Betriebsspannung, und Filtern dahinter umzusetzen.

MfG Kai

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Dienstag, 9. Januar 2018, 19:24

Da war doch mal was - im Keller steht noch ein Kassettenrecorder, der mit einem Poti auf der Frontseite erlaubt für jede Bandsorte die
optimalen Bias Pegel einzustellen. Also mal kurz in die Stromlauftapete geschaut....

...und so wie Kai es vorschlägt - mit zwei Oszillatoren zu arbeiten - so hat es AKAI in dem dem Kassettenrecorder GX-F95 gemacht.
Dort hat man einen "Original Bias Oszillator" für den Löschkopf und der über zwei Koppel C's dafür sorgt, dass ein zweiter Oszillator
- "Main Bias Oscillator" - auf der gleichen Frequenz schwingt und dessen Ausgang ausschliesslich für die Vormagnetisierung benutzt wird.
Wobei die Amplitude der Vormagnetisierung über die Versorgungsspannung eingestellt wird - sozusagen ein komfortabler Quetscher Ersatz.
Die einzustellende Bias Bereich wird für die entspr. Bandsorte vorgewählt und anschliessend erfolgt die Feineinstellung via Poti und µC.
Die Schaltung hab ich mir jetzt nicht mehr detailliert angekuckt, dazu fehlt mir dann doch das Wissen vom Kai und im Moment auch ein
bisschen die Zeit.





Wie dem auch sei - dort ist eine funktionsfähige Schaltung vorhanden, die auch wirklich gut funktioniert hat. Nur mal so als Gedankenanstoss.

gerd
...den ganzen Dach över deiht se nix, ober nobends, dor neiht sik enen rin :sleeping:

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Dienstag, 9. Januar 2018, 20:34

Hallo Gerd,

danke für die Schaltungsauszüge.

Bei der Betriebsspannungsänderung von Oszillatoren ist zu bedenken, daß sich einige Transistor-Parameter ändern, die auf die erzeugte Schwingung Einfluß haben, (Verstärkung, Kapazitäten, Schaltzeiten in Abhängigkeit vom Sättigungsgrad...). Es kann sein, daß unterhalb ein paar Volt die Schwingungen ganz aussetzen. Insofern wird der Amplituden-Verlauf, wenn man die Eingangsspannung des die lokale Betriebsspannung steuernden OPs mit einem DA-Wandler erzeugt, nicht gänzlich linear proportional zum Steuerwort sein. Bei einem Betriebsspannungs-gesteuerten Rechteckbuffer würde ich in einem größeren Wertebereich ausreichende Proportionalität erwarten.
Für einen eingeschränkten Variationsbereich der HF-Amplitude ist das eine ausreichende Lösung. Man könnte den synchronisierten Bias-Oszillator auch einen "resonanten selbstschwingenden Buffer" nennen ;) .
Man muß hoffen, daß etwaige Unterschiede zwischen den beiden Kanälen eines Stereo-Gerätes sich mit einem Amplituden-unabhängigen einmaligen Abgleich über die Trim-Cs oder Rs zwischen dem Oszillator und den Aufnahmekopfwicklungen ausgleichen lassen. Andernfalls braucht man das doppelt für unabhängige Einstellbarkeit (also 3 Oszillatoren, 2 DA-Wandler).

MfG Kai

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Dienstag, 9. Januar 2018, 21:49

Nur kurz zu HX-Pro, der von Dir in Cyan gefärbte Schaltungsteil ist nur eine Vorverstärkungsstufe, der LF 353 ein OP-Amp. Das B-215 hat kein HX-Pro, ist kann mich zumindest nicht erinnern, das das dokumentiert wurde, normaler Weise steht das auch im Dolby-Schriftzug auf der Front. HX-Pro-Chips sind auch nicht mal eben zu bekommen, auch wenn schon ausgelaufenes Patent, hat Dolby die Schaltung m.W. nie veröffentlicht.
Gruß
André

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Dienstag, 9. Januar 2018, 23:40

Hallo André,

zumindest die Schaltungsbeschreibung zum B215 sagt das:



Neulich hatten wir doch einen Thread zum Thema: HX Pro/ Dyn.Freq.Resp.Error. Dort hat Kai ein Paper verlinkt, in dem Prinzip und Schaltung schön beschrieben sind - geht auch ohne Spezial-ICs :)

Viele Grüße
Andreas

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Mittwoch, 10. Januar 2018, 00:02

Wenn man im Netz nach dem Service-Manual der B215 sucht, findet man schnell einen Site, auf dem gleich zwei unterschiedliche Versionen angeboten werden (kostenlos).
Beide haben in Section 7/3 ein Blockschaltbild.
Das befindet sich in der ersten kürzeren Version auf S.41 (pdf-Zählung), in der zweiten Version auf S.65.
Hier ein Ausschnitt als Screenshot:


Was steht in dem quadratischen Kästchen unter dem Pfeilstrich unter dem Record-Head ?

MfG Kai
Nachtrag: Außer in dem von Andreas in Erinnerung gerufenen verlinkten Aufsatz von B&O ist das Prinzip im europäischen Patent
"Bias control method and apparatus for magnetic recording", EP 0046410 A1
beschrieben. Gibt es auch umsonst im Netz.

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Mittwoch, 10. Januar 2018, 00:20

Hallo,

vorab: Zur Zeit ist mein Favorit für die Lösung des konkreten Problems (Bias an der B77 per Rechner fernsteuern) tatsächlich Ulrichs Vorschlag, aus Relais und Widerständen ein passendes Digitalpoti quasi selbst zu bauen. Ich habe mir mal (für einen einstelligen Euro-Betrag...) eine 8-Relais-Arduino-Erweiterungskarte bestellt, mit der ich dann erste Versuche anstellen kann. Nach der Erfahrung mit der Kapazität der Messleitungen oben frage ich mich vor allem, welche Überraschungen mir bei der Verdrahtung wegen der HF-Tauglichkeit noch bevorstehen...

Aber: Die Diskussion rund um die Oszillatoren finde ich so spannend und lehrreich, dass ich sie nicht einfach versanden lassen will - so einen Oszillator (samt Aufsprechverstärker) "from Scratch" mal neu aufzubauen wäre auch ein Projekt auf meiner Liste - wenn auch mit weniger Anwendungsbezug als die Bias-Verstellung zur Bandmessung.


Gerd,

vielen Dank für die Beispiele. Ich dachte schon öfter, dass es dafür haufenweise Lösungen geben muss, weil Einmesscomputer an späten Cassettendecks ja eigentlich üblich waren.


Kai,

Dann bräuchtest du 2 Oszllatoren, denn du willst ja nicht die HF-Spannung am Löschkopf verringern.

ja, daran habe ich natürlich nicht gedacht... auf den Löschkopf will ich nun nicht immer verzichten. Außerdem vermute ich, dass Deine Einwände aus #26 auch hier gelten würden?

... Betriebsspannungs-gesteuerten Rechteckbuffer ...

Edit/Nachtrag: Ich habe nochmal oben #8 nachgelesen - einige Fragen sollten damit eigentlich schon beantwortet sein, aber es fühlt sich für mich immernoch unverstanden an... Ich bin hier nur etwas langsam, nicht stur - sorry!

Hier grüble ich immernoch, wie das genau funktioniert - und könnte es noch nicht aufzeichnen, glaube ich:
  • Der Buffer sieht an seinem Eingang den eigentlich fertigen Bias-Strom auf der Sekundärseite des Oszillators, der natürlich viel größer ist als sein eigentlich vorgesehenes TTL-Eingangssignal. Dadurch wird er quasi "hoffnungslos übersteuert"?
  • An seinem Ausgang gibt er ein Rechtecksignal (natürlich der gleichen Frequenz) ab, das proportional zur Betriebsspannung ist.
  • Diese Betriebsspannung kann man mit einem Digitalpoti und einem Transistor einigermaßen bequem steuern.
  • Das rechteckige Ausgangssignal wird durch einen Tiefpassfilter wieder (einigermaßen) Sinusförmig. Bei den großen Studer-Geräten wird ja z.B. so das ursprüngliche Bias-Signal aus einem digitalen Takt gewonnen.
  • Durch die Güte dieses Filters findet wieder eine induktive Spannungserhöhung statt, so Ausgangsspannungen größer als die Betriebsspannung werden können?

Ich habe mal ins Datenblatt des 74HC4050 geschaut - dort ist die DC supply voltage mit -0.5 bis 7 V als "absolute maximum rating" angegeben - würden wir das einfach großzügig ignorieren, oder reichen tatsächlich 7 Volt plus anschließende Güte/Induktion?

Vielleicht habe ich einfach nur einen Knoten im Kopf, weil ich bei CMOS-ICs an Digitalsignale, kleine Ströme und möglichst rechteckige Impulse denke, nicht aber an die Leistungsseite des HF-Oszillators...

Hier reicht ein Serien-Widerstand von typisch x00 kOhm an der Spitze deiner heißen Strippe. Der Wert ist so zu wählen, daß die Impedanz von Widerstand plus Streu-Kapazität und Meßgerät dahinter groß gegen die Quell-Impedanz am Meßpunkt ist und trotzdem noch genug Meßsignal am Meßgerät ankommt. Wenn man keine Entscheidungsgrundlage hat, muß man es ausprobieren.

Gut, damit komme ich weiter (wenn auch nicht mehr an diesem Abend). Ich glaube, dass ich Z(ω) für diese Diskussion und den betroffenen Kopf doch irgendwie bestimmen sollte...

Bias-Werte in der Nähe von Null sind sicher nicht von Interesse. Insofern ist auch kein vollständiges R2R-Netzwerk gefragt. Man sollte also erstmal grübeln, welchen Bias-Pegel-Bereich man abdecken möchte.

Auch das ist sehr wahr - für die Messungen ist der obere Bereich (hohe Vormagnetisierung) eigentlich uninteressant, aber am unteren Ende (z.B. um das S10-Maximum sicher zu finden) dürfte es etwas mehr sein, als das Trimmpoti heute hergibt. Werde ich mir also nochmal genauer anschauen.

So weit erstmal. Toll, was hier an Wissen zusammenkommt - Ihr seid Klasse!

Viele Grüße
Andreas